Разработка полумостового резонансного преобразователя на основе IRS2795


PDF версия

International Rectifier представила первый полумостовой резонансный контроллер, выполненный в 8-выводном корпусе SO-8. Небольшое количество выводов позволяет упростить разработку высокоэффективного источника питания на основе контроллера и снизить общую стоимость системы. В статье представлены расчеты и рассказывается о выборе элементов для построения типового резонансного LLC-преобразователя на основе IRS2795.

IRS2795(1,2)S (далее IRS2795) имеет высокий уровень защиты и позволяет разработчику настраивать следующие параметры: частоту переключения (максимум 500 кГц) с фиксированным коэффициентом заполнения, равным 50%, частоту и время плавного старта, длительность мертвого времени для оптимизации режима переключения в нулях напряжения (ПНН).

Микросхема обеспечивает защиту по току, используя сопротивление открытого канала нижнего транзистора (Rds(on)), что позволяет убрать из схемы дополнительный токосъемный резистор. Защитный порог составляет 2 В для IRS27951 и 3 В для IRS27952. Другими особенностями IRS-2795 являются работа при напряжении смещения верхнего плеча до 600 В, микропотребление при запуске, ультранизкий ток собственного потребления и запускаемый пользователем режим сна с минимальным потреблением. Типовая схема включения IRS2795 представлена на рисунке 1.

Рис. 1. Типовая схема включения IRS2795

В настоящее время популярность резонансного преобразователя набирает обороты, и связано это в первую очередь с его высокой эффективностью, низкими шумами при переключении транзисторов и возможностью реализации на его основе достаточно мощных источников питания. Мощная часть схемы типового резонансного преобразователя представлена на рисунке 2.

Рис. 2. Принципиальная схема полумостового резонансного преобразователя

Транзисторы M1 и M2 работают со скважностью 50%, а выходное напряжение регулируется посредством изменения частоты переключения преобразователя. Преобразователь имеет две резонансные частоты — нижнюю (обусловленную элементами Lm, Lr, Cr и нагрузкой) и фиксированную верхнюю Fr1 (обусловленную только Lr и Cr). Транзисторы М1 и М2 могут мягко переключаться во всем диапазоне нагрузок, т.е. находиться в режиме ПНН; при этом частота переключения может быть как выше, так и ниже резонансной Fr1.

На рисунке 3 представлены типовые передаточные характеристики резонансного LLC-преобразователя. Семейство кривых на графике показывает передаточное значение при различных нагрузках. Вся область передаточных характеристик может быть разделена на три участка, связанных с тремя различными режимами работы преобразователя.

Рис. 3. Типовые передаточные характеристики резонансного преобразователя

Участок 1 соответствует режиму работы преобразователя на частоте выше резонансной. В этом случае индуктивность намагничивания Lm никогда не резонирует с конденсатором Cr и служит нагрузкой для последовательного резонансного контура. Это участок, на котором преобразователь работает на индуктивную нагрузку и всегда находится в режиме ПНН независимо от условий на выходе.

На участке 2 частота переключения больше нижней резонансной частоты, но меньше Fr1. Значение нижней резонансной частоты зависит от нагрузки, поэтому граница между участками 2 и 3 проходит по пиковому значению семейства кривых. На участке 2 работа преобразователя может быть разделена на два временных интервала. На первом интервале Lr резонирует с Cr, а напряжение на Lm ограничено выходным напряжением. Второй интервал наступает, когда ток, протекающий через Lr, спадает до тока намагничивания, Lr и Cr перестают резонировать и Lm начинает участвовать в резонансном процессе. На этом интервале Cr резонирует с последовательным соединением Lr и Lm. На участке 2 работа преобразователя в режиме ПНН обеспечивается нахождением рабочей точки на правой стороне нагрузочной кривой.

На участке 3 преобразователь находится в режиме переключения при нулях тока (ПНТ), транзисторы М1 и М2 переключаются в жестких условиях, что приводит к большим потерям, поэтому надо стараться избегать работы преобразователя в этом режиме.

Из рисунка 3 видно, что при фиксированном входном напряжении контроллер изменяет частоту переключения для регулировки выходного напряжения при изменении нагрузки, т.е. рабочая точка «скачет» между кривыми, соответствующими разным нагрузкам. При фиксированной нагрузке контроллер изменяет частоту переключения для регулировки выходного напряжения при изменении входного напряжения. При этом рабочая точка двигается по одной кривой, соответствующей текущей нагрузке.

Чтобы упростить расчет элементов преобразователя, представленного на рисунке 2, необходимо привести все элементы вторичной стороны трансформатора к первичной, в результате чего получаем эквивалентную схему замещения, представленную на рисунке 4.

Рис. 4. Схема замещения резонансного контура

Расчет элементов резонансного контура

Для примера приведем расчет элементов преобразователя с выходным напряжением 24 В мощностью 240 Вт, основные параметры которого представлены в таблице 1.

Таблица 1. Параметры преобразователя для расчета

ПАРАМЕТРЫ

ЕДИНИЦЫ ИЗМЕРЕНИЯ

ОПИСАНИЕ

ВЕЛИЧИНЫ

Vinmax

В

Максимальное входное напряжение

430

Vinmin

В

Минимальное входное напряжение

350

Vinnom

В

Номинальное входное напряжение

390

Vout

В

Выходное напряжение

24

Iout

А

Максимальный выходной ток

10

Fr1

кГц

Резонансная частота

100

Fmax

кГц

Максимальная частота переключения

150

Dmax

Максимальный коэффициент заполнения

0,5

Tss

мс

Длительность плавного старта

10

Fss

кГц

Частота при запуске

300

Сердечник

ETD49

Шаг 1. Расчет коэффициента передачи трансформатора

Коэффициент передачи рассчитывается, исходя из максимального входного напряжения, чтобы при любых условиях на входе иметь возможность регулировки выходного напряжения.

Выбираем n = 9.

Шаг 2. Выбор числа k

k — это отношение индуктивности намагничивания трансформатора Lm к резонансной индуктивности Lr. Как видно из рисунка 5, меньшее значение k дает более крутую передаточную кривую, особенно в области частот ниже резонансной. При меньшем k выходное напряжение более чувствительно к изменению частоты.

Более высокое значение k ведет к увеличению индуктивности намагничивания и, как следствие, создает меньший ток намагничивания первичной обмотки трансформатора, что означает меньшие потери на перемагничивание. Однако высокие значения индуктивности намагничивания также могут быть причиной работы вне области ПНН при высоком входном напряжении или на холостом ходу. Рекомендованный диапазон значений k — от 3 до 10. Выберем k = 5.

Рис. 5. Влияние k на вид передаточных характеристик

Шаг 3. Расчет максимальной добротности Qmax для режима ПНН при максимальной нагрузке и минимальном входном напряжении

Входной импеданс схемы замещения (см. рис. 4) вычисляется по формулам:

где

,

а x — отношение частоты переключения к резонансной:

.

.

Чтобы обеспечить работу преобразователя в режиме мягкого переключения, необходимо, чтобы рабочая точка находилась в зоне ПНН (см. рис. 3). Линия границы режимов ПНН и ПНТ соответствует фазовому углу Ф(Zin) = 0 (условие границы между емкостной и индуктивной нагрузкой), т.е. мнимой части Zin, равной 0. Учитывая это условие, можно рассчитать максимальное значение добротности, при котором преобразователь будет оставаться в режиме ПНН. Максимальное значение Q получается при минимальном входном напряжении и максимальной нагрузке:

,

где Mmax — максимальное передаточное отношение при минимальном входном напряжении.

Qmax = 0,456.

Шаг 4. Расчет минимальной частоты переключения

Минимальная частота переключения получается при максимальной нагрузке и минимальном входном напряжении, т.е. при максимальной добротности Qmax и при Im(Zin) = 0:

.

Рассчитать Fmin можно, исходя из xmin:

.

Xmin = 0,607

Fmin = x min · Frl = 60,7 Кгц

Шаг 5. Расчет Lr, Cr и Lm

Значения Lr, Cr и Lm рассчитываются, исходя из Qmax:

,

.

Выберем ближайшее значение из ряда Cr = 22 нФ.

Пересчитаем значение Fr1, чтобы сохранить Qmax при выбранном значении Cr:

.

Пересчитаем Lr:

.

Чтобы оставаться в режиме ПНН, реальное значение Lr должно быть меньше рассчитанного. Теперь рассчитаем Lm из Lr и k:

.

Следует помнить, что суммарное значение индуктивности первичной стороны равно:

.

Для упрощения мощной части преобразователя резонансный дроссель часто совмещают с трансформатором, используя для этого каркас с двумя секциями (см. рис. 6).

Рис. 6. Сердечник с двухсекционным каркасом

Связь между первичной и вторичной обмотками гораздо хуже, когда они намотаны на такой каркас, чем при намотке на одиночный. Из-за этого индуктивность утечки достаточно велика и может использоваться в качестве резонансной. При этом используется меньше элементов, и уменьшаются потери на проводимость. Индуктивность первичной обмотки Lp измеряется при разомкнутых вторичных обмотках, а индуктивность утечки — при замкнутых.

Шаг 6. Расчет количества витков первичной и вторичной обмоток

Используем стандартное выражение для расчета количества витков первичной обмотки трансформатора полумостового преобразователя:

,

где ∆B = 0,2 Тл , Ae = 2,11 см2 (для сердечника ETD49), Fmin = 60 кГц , Vinmin = 350 В , Dmax = 0,5.

Получаем:

Выбираем Ns = 4.

Пересчитываем Np:

.

Шаг 7. Расчет токов первичной и вторичной обмоток трансформатора

Большинство резонансных LLC-преобразователей разрабатывается таким образом, чтобы минимальная частота переключения была ниже резонансной частоты Fr1. Это делается для того, чтобы обеспечить возможность регулировки выходного напряжения при пониженном входном напряжении и максимальной нагрузке. В этом режиме временные диаграммы тока первичной обмотки трансформатора выглядят так, как показано на рисунке 7.

Рис. 7. Ток первичной обмотки трансформатора при полной нагрузке и минимальном входном напряжении

I1 — значение тока, когда резонансный ток через Lr равен току намагничивания через Lm, также — это точка конца первой резонансной полуволны. В этой точке энергия перестает передаваться в нагрузку, и выходные диоды выключаются, Cr начинает резонировать с Lr + Lm до тех пор, пока транзисторы полумоста не сменят свое состояние и не начнется вторая полуволна. I1 может быть рассчитан как:

.

Пиковое и среднеквадратичное значения тока соответственно равны:

,

.

Среднеквадратичное значение тока рассчитывается для случая, когда ток имеет форму чистого синуса, поэтому его реальное значение будет немного выше. Форма тока в каждой из вторичных обмоток очень близка к полусинусоиде, поэтому пиковое и среднеквадратичное значения тока вторичных обмоток могут быть рассчитаны по формулам:

.

Диаметры проводов первичной и вторичной обмоток должны быть выбраны с учетом рассчитанных среднеквадратичных значений токов.

Шаг 8. Расчет напряжения на резонансном конденсаторе

Временные диаграммы напряжения и тока через конденсатор Cr представлены на рисунке 8. ILm — ток намагничивания первичной обмотки трансформатора, не включающий ток, который передается в нагрузку через идеальный трансформатор, включенный параллельно Lm (см. рис. 9). Разница между током ILr и ILm является током нагрузки.

Рис. 8. Напряжения и токи в LLC-резонансном контуре

Напряжение на конденсаторе VCr достигает максимума, когда ток через индуктивность Lr пересекает ноль, VCr равно половине входного напряжения, когда ток через Lr имеет максимальное значение. При этом напряжение на Cr максимально, когда напряжение на средней точке (VS) равно нулю и минимально, когда напряжение на VS равно входному, поэтому они могут быть рассчитаны так:

.

Размах напряжения VCr равен VСrmax – VCrmin:

.

Максимальный размах напряжения на конденсаторе получается при максимальной нагрузке и минимальном входном напряжении, т.е. при минимальной частоте переключения Fmin. В нашем примере:

.

Резонансный конденсатор Cr выбирается, исходя из значения рассчитанной емкости, напряжения и тока через конденсатор. Для снижения потерь в качестве Cr рекомендуется использовать полипропиленовый пленочный конденсатор. При выборе конденсатора следует учитывать, что характеристики по напряжению этого типа конденсаторов даны для работы на постоянном напряжении либо на переменном напряжении частотой 50 Гц, т.е. конденсатор имеет дополнительное ограничение по напряжению при работе на высоких частотах. Способность конденсатора выдерживать напряжение высокой частоты ограничена значениями максимальной рассеиваемой мощности и пикового тока. Поэтому, если даже по результатам расчетов максимальное среднеквадратичное напряжение на конденсаторе равно 130 В, следует выбрать конденсатор с более высокими характеристиками по напряжению с учетом зависимости максимально допустимого напряжения от частоты.

Расчет пассивных компонентов обвязки IRS2795

Шаг 9. Расчет минимального мертвого времени для режима ПНН при максимальном входном напряжении и на холостом ходу

В резонансном полумостовом преобразователе частота переключения максимальна на холостом ходу и при максимальном напряжении на входе. Теоретически, при частоте переключения ниже резонансной преобразователь должен находиться в режиме ПНН, однако в реальности это только одно из необходимых условий режима ПНН. Второе условие требует, чтобы эквивалентная паразитная емкость средней точки (VS) была полностью заряжена/разряжена в течение длительности мертвого времени.

Рис. 9. Разделение трансформатора на идеальный и Lm

На рисунке 10 показано, что при недостаточной длительности мертвого времени транзисторы переключаются в жестком режиме, даже при условии работы преобразователя на частоте ниже резонансной. Чтобы обеспечить работу преобразователя в режиме ПНН, необходимо рассчитать минимальное время, необходимое для полного заряда/разряда эквивалентной емкости средней точки.

Рис. 10. Мягкое и жесткое переключение транзисторов на частоте ниже резонансной

Эквивалентная емкость заряжается/разряжается первичным током трансформатора, поэтому нулевая нагрузка и максимальное входное напряжение являются наихудшими условиями, т.к. при этом ток вторичной обмотки трансформатора равен нулю и в первичном контуре протекает только ток намагничивания. Пиковое значение этого тока равно:

Суммарная эквивалентная емкость средней точки CHB показана на рисунке 11.

.

CHB включает:

  • COSS двух транзисторов;
  • СRSS нижнего транзистора. СRSS обычно указывается для напряжения VDS = 25 В и уменьшается с ростом этого напряжения, поэтому в качестве эффективного значения можно взять половину значения СRSS;
  • СWell — емкость утечки драйвера верхнего плеча IRS2795, равная примерно 5 пФ;
  • демпфирующий конденсатор Cs (если используется)

Для примера рассчитаем время заряда/разряда CHB при использовании транзистора STF13NM50N в схеме без демпфирующего конденсатора.

Рис. 11. Суммарная эквивалентная емкость средней точки

При расчете мертвого времени также необходимо учесть время спада выходного напряжения драйвера затвора IRS2795. Временные диаграммы выключения MOSFET-транзистора представлены на рисунке 12; для примера взят вывод LO и нижний транзистор.

Рис. 12. Временные диаграммы и цепь выключения нижнего транзистора

В расчет мертвого времени должно быть включено только время t1, т.к. время заряда средней точки начинается с t2 и уже включено в Tch. На протяжении t1 напряжение VDS равно 0, и затвор транзистора является просто емкостной нагрузкой для драйвера. Поэтому время разряда t1 можно рассчитать через постоянную времени RC-цепи затвора:

,

где

Rdown_eff — подтянутое к земле сопротивление драйвера IRS2795 (6 Ом);

Rg — токоограничивающий резистор затвора;

RgFET — входное сопротивление затвора транзистора.

Эквивалентная емкость затвора для STF13NM50 равна 2,32 нФ, входное сопротивление затвора равно 5 Ом, Vgs(th) равно 3 В. Если Vcc = 15 В, Rg = 10 Ом получаем:

.

Мертвое время должно быть больше суммы Tch и t1, поэтому следует добавить 50 нс к рассчитанному значению. Минимальное мертвое время получается равным:

.

Для большинства разработок не рекомендуется мертвое время больше 1 мкс, т.к. большее значение приводит к большим потерям во внутреннем диоде транзистора при полных нагрузках. Поэтому, если рассчитанное мертвое время слишком большое, необходимо вернуться в шагу 2 и выбрать меньшее значение k.

Когда все параметры системы рассчитаны, можно переходить к выбору компонентов обвязки IRS2795, которые показаны на рисунке 13.

.

Для работы преобразователя в режиме ПНН выбираем СT больше рассчитанного значения: СT = 390 пФ. Рассчитываем реальное мертвое время:

.

Рассчитываем RT, исходя из минимальной частоты переключения Fmin и СT:

.

RT необходимо выбрать меньше рассчитанного для работы в режиме ПНН. Рассчитываем Rmax, исходя из Fmax, CT, RT:

.

Рассчитываем Rss с учетом желаемой частоты при запуске:

.

Рассчитываем Css с учетом желаемого времени запуска:

.

Рис. 13. Внешние элементы генератора IRS2795

Для запуска режима плавного старта после быстрого перезапуска IRS2795 необходимо, чтобы к началу старта вывод RT был разряжен до 0 В. Для этого используется диод Dss, включенный параллельно резистору Rss, чтобы быстро разрядить конденсатор Css при выключении микросхемы, входе в режим сна или ошибке.

В результате удалось показать, как на основе нового резонансного контроллера IRS2795 от International Rectifier достаточно просто реализуется LLC-преобразователь с выходной мощностью 240 Вт. Мощность разрабатываемого источника питания не ограничена этим значением, ее можно увеличить выбором более мощных силовых элементов и при необходимости использовать внешний драйвер для управления транзисторами.

Оставьте отзыв

Ваш емейл адрес не будет опубликован. Обязательные поля отмечены *