Пушпульный преобразователь. Еще один взгляд

 

Введение

Двухтактная схема в пушпульных, полумостовых и мостовых преобразователях позволяет получить более высокую эффективность преобразования энергии и большую плотность мощности по сравнению с однотактными схемами, такими как обратноходовые и прямоходовые преобразователи. Поэтому двухтактная топология популярна во многих приложениях, особенно в телекоммуникациях и автоэлектронике.

Разработчики, хорошо знакомые с двухтаткными схемами, знают, что режим управления по току обычно применяется для пушпульных и мостовых схем, тогда как режим управления по напряжению, как правило, используют в полумостовых схемах. Двухтактный преобразователь склонен к насыщению сердечника трансформатора. Любая асимметрия вольтсекундной характеристики между двумя фазами работы приводит к асимметрии магнитного потока, что вызывает возрастание постоянного тока.

В полумостовой схеме один вывод первичной обмотки трансформатора соединен с центральной точкой конденсаторного делителя входного напряжения, и несимметричность вольтсекундной характеристики приводит к смещению центральной точки конденсаторного делителя либо к земле, либо к входному напряжению. Режим управления по току компенсирует эту тенденцию, и потенциал центральной точки возвращается к исходному уровню.

Если длительность одной фазы дольше другой в режиме управления по напряжению в полумостовой схеме, то приложенное к трансформатору напряжение уменьшается, т.к. конденсатор разряжается больше, и напряжение на нем падает. Таким образом происходит регулирование вольтсекундной характеристики. Поэтому смещение потенциала центральной точки конденсаторного делителя играет роль отрицательной обратной связи и предотвращает насыщение трансформатора. Таким же образом необходимо ввести и отрицательную обратную связь в двухтактном преобразователе при работе в режиме управления по напряжению.

 

Асимметрия вольтсекундной характеристики в пушпульном преобразователе

Рассмотрим пушпульный каскад, показанный на рис. 1. Когда ключ Q1 открыт, входное напряжение V_IN за вычетом падения напряжения на сопротивлении ключа R_DS(ON) и омическом сопротивлении обмотки (DCR) прикладывается к трансформатору в течение времени T_ON. Вольтсекундное произведение V . T_ON пропорционально амплитуде изменения магнитной индукции B.

Когда ключ Q1 открыт, рабочая точка магнитного сердечника перемещается из А в А’ (рис. 2). Изменение магнитного потока пропорционально произведению V . T_ON. Таким же образом при открытии ключа Q2 рабочая точка перемещается обратно в третий квадрант из А в А’. На рис. 2 показан идеальный вариант, когда длительность открытого состояния обоих ключей одинакова. При этом ток намагничивания не имеет постоянной составляющей и максимальное значение токов в обоих полуобмотках одинаково.

На практике подобные случаи почти не встречаются, т.к. помимо одинакового времени включения в фазах необходимо еще и совпадение сопротивлений DCR и R_DS(ON) в обеих частях схемы. Также из-за разности в динамических характеристиках ключей (время включения/выключения) неодинаковой оказывается и длительность открытого состояния ключа в каждой фазе. Следует учесть и джиттер генератора сигналов. Все перечисленное приводит к асимметрии фаз и смещению цикла перемагничивания от исходной точки (рис. 3). Поэтому токи намагничивания в полуобмотках различны. Если асимметрия фаз не компенсируется, то кривая перемагничивания смещается в сторону насыщения. При этом индуктивность обмотки уменьшается, и ток намагничивания резко возрастает, что приводит к отказу преобразователя.

При режиме управления по току во внутреннем (токовом) контуре управления ток первичной обмотки в каждом цикле сравнивается с сигналом ошибки, и вырабатывается управляющее воздействие, изменяющее вольт­секундную характеристику таким образом, чтобы уравновесить пиковый ток в обеих фазах. Как показано на рисунке 1, ток первичной обмотки складывается из тока намагничивания и тока нагрузки. Поэтому из-за быстрого изменения нагрузки возможна небольшая асимметрия фаз, но обычно она не приводит к сколько-либо существенным последствиям, т.к. величина B_PEAK существенно меньше B_SAT.

В режиме контроля по напряжению в каждом выходном цикле выходное напряжение сравнивается с заданным. Величина тока намагничивания не используется для выработки управляющего воздействия. Таким образом, режиму управления по напряжению не присуще балансирование рабочей характеристики и возврат частной кривой намагничивания трансформатора в исходное состояние. Следовательно, чтобы избежать насыщения сердечника, необходимо ввести отрицательную обратную связь, которая поможет сбалансировать вольтсекундную характеристику.

 

Зачем нужен режим контроля по напряжению в пушпульном преобразователе?

Естественно, возникает вопрос: если режим управления по току предотвращает насыщение сердечника трансформатора, то зачем рассматривать режим управления по напряжению для подобного типа преобразователя? И почему мы рассматриваем именно пушпульный преобразователь, а не какой-либо иной?

Ответ достаточно прост. Для ряда приложений характерен широкий диапазон изменений питающих напряжений. Например, в автомобильной электронике при холодном пуске двигателя напряжение может уменьшаться до 6 В, а в рабочем режиме увеличиваться до 15 В. Подобный провал напряжения делает бесперспективным применение мостовой или полумостовой схемы с драйверами верхних ключей. В пушпульном преобразователе оба ключа — нижние, поэтому он отлично подходит для приложений с малым входным напряжением. При малых, близких к нулю значениях токов, режим управления по току становится чувствительным к помехам. Длительность импульсов ШИМ может существенно отличаться от требуемой. Чтобы избежать этих проблем, к линейно изменяющемуся сигналу, используемому для генерации импульсов ШИМ, добавляют дополнительный линейно изменяющийся сигнал, увеличивая тем самым его амплитуду. С одной стороны, это стабилизирует работу ШИМ, но, с другой, усложняет управление и создает ряд проблем:

• При отсутствии или очень малой нагрузке величина дополнительного сигнала более зависит от напряжения, чем от тока, что может привести к неадекватной компенсации и возникновению колебаний.
• При величине заполнения более 50% дополнительный сигнал играет позитивную роль, однако при меньшей величине заполнения вновь возникают те же проблемы, приводящие к появлению колебаний.

Приведенные выше соображения показывают, что режим управления по напряжению в пушпульном преобразователе является привлекательным решением для многих приложений с пониженным входным напряжением и при большом диапазоне изменения нагрузки.

 

Проектирование пушпульного преобразователя, устойчиво работающего в режиме управления по напряжению

Как уже говорилось, при работе в режиме управления по напряжению в пушпульном преобразователе неизбежно возникает асимметрия фаз. Однако существуют и меры стабилизации, способные устранить этот недостаток.

Воздушный зазор в сердечнике трансформатора увеличивает удельное магнитное сопротивление. Магнитная проницаемость µ сердечника трансформатора обратно пропорциональна удельному магнитному сопротивлению. Таким образом, воздушный зазор уменьшает наклон петли гистерезиса (рис. 4) и отдаляет момент насыщения сердечника. Другими словами, введение воздушного зазора позволяет увеличить постоянную составляющую тока намагничивания.

Воздушный зазор — это тоже отличное средство уменьшить влияние разброса магнитных материалов при серийном производстве. Без воздушного зазора индуктивность прямо пропорциональна магнитной проницаемости ферромагнитного сердечника, свойства которого существенно зависят от температуры и характеристик материала сердечника. Последние варьируются в очень широких пределах. Введение воздушного зазора уменьшает зависимость индуктивности от магнитной проницаемости µ ферромагнитного материала и увеличивает стабильность и повторяемость характеристик трансформаторов.
Как показано на рис. 4, воздушный зазор уменьшает индуктивность, в результате чего возрастает пиковый ток, следовательно, уменьшается эффективность преобразователя. Но в большинстве случаев этот эффект не очень значителен.

Как следует из рис. 1, вольтсекундная характеристика при пушпульной схеме определяется следующим образом:

[V_IN – I_m(R_DS(ON) + DCR)] . T_ON        (1)

Полагая, что длительность одной фазы больше другой на Δt, новое значение тока можно описать выражением:

I_m(new) = V(T + Δt)/L_m              (2)

или

I_m(new) = I_m + ΔI_m                  (3)

Увеличение тока приводит к возрастанию мощности, рассеиваемой в MOSFET. Сопротивление R_DS(ON) MOSFET имеет положительный температурный коэффициент, и поэтому R_DS(ON) также возрастет. После алгебраических преобразований получим:

[V_IN – (I_m + ΔI_m) R_DS(ON) + DCR].(T_ON + Δt)              (4)

Из-за возрастания падения напряжения благодаря увеличению R_DS(ON) и намагничивающему току уменьшается напряжение, прикладываемое к трансформатору, что, в свою очередь, компенсирует большее время открытия силового ключа в данной фазе. Возникает эффект отрицательной обратной связи, и асимметрия вольтсекундной характеристики уменьшается в течение нескольких циклов переключения. Это приводит к устойчивой работе преобразователя — рабочий цикл перемагничивания укладывается в безопасную зону кривой намагничивания, которая имеет небольшое смещение из-за эффекта подмагничивания (имеется постоянная составляющая в токе намагничивания). На рисунке 3 показан пример, когда рабочий цикл смещен, но находится в пределах безопасной зоны. Постоянная составляющая в намагничивающем токе возникает из-за неодинаковости пиковых токов. Также и добавление балластных резисторов в каждое плечо преобразователя обеспечивает отрицательную обратную связь, но в этом случае значительно возрастают потери, и уменьшается эффективность преобразователя.

В статическом режиме кривая намагничивания пушпульного преобразователя перемещается между первым и третьим квадрантами. Однако при запуске или в результате переходных процессов кривая намагничивания может изменяться от начальной точки. В этом случае при том же приращении ΔB, что и в статическом режиме, сердечник трансформатора может оказаться в зоне насыщения, что приведет к значительному возрастанию тока и выходу преобразователя из строя. Этого можно избежать, вводя мягкий старт и пошаговое ограничение предельного тока, благодаря чему при опасном возрастании тока, возможном в переходных процессах, прервется цикл, и преобразователь перезапустится. Пример схемной реализации пушпульного преобразователя приведен в [1].