Проектирование прямоходового преобразователя с интеллектуальной системой. Часть 2*

Итак, в базовой топологии для каждого выходного канала требуется отдельный фильтр-дроссель, применение которого приводит к ухудшению стабильности выходного напряжения при изменении нагрузки на каждой обмотке. Это происходит из-за отсутствия немедленной реакции на изменение нагрузки, которая не подключена напрямую к петле обратной связи. Отклик петли регулирования произойдет лишь после того, как будет обнаружено изменение напряжения на выходной обмотке трансформатора. До этого времени выходное напряжение может весьма значительно отклониться от заданного.
Наматывая обе выходные катушки на одном сердечнике и получая магнитосвязанный дроссель, можно значительно улучшить динамическую взаимную стабилизацию [1]. В этом случае изменение нагрузки моментально отражается в виде изменения напряжения в выходной цепи, и петля обратной связи действует немедленно. При этом важно, чтобы число витков катушек дросселя было равно числу витков выходных обмоток трансформатора. Это гарантирует одинаковое соотношение напряжений. Если же условие не соблюдено, между выходами возникнет существенный пульсирующий ток и соответственно большая пульсация напряжения.
Рассчитать управляемую выходную катушку можно по формулам:

(1)

где D_MIN равно:

(2)

Подставляя полученные ранее значения для нашего проекта, находим, что выходная катушка для 12-В источника питания должна иметь индуктивность 41,6 мкГн. При этом в сердечнике следует сделать воздушный зазор. Магнитосвязанный дроссель рассчитан на работу при постоянном токе с коэффициентом пульсаций K_RF = 0,15. Площадь окна дросселя, занятая обмоткой (см. рис. 4, Часть 1), вычисляется следующим образом:

(3)

где I_PK — ток короткого замыкания, а K — коэффициент использования сердечника (в нашем случае 0,5 из-за наличия двух обмоток) [2]. Эта формула может показаться схожей с формулой расчета сердечника выходного трансформатора (см. Часть 1), однако на самом деле они различаются, т.к. в данном случае расчет касается катушки индуктивности, аккумулирующей энергию, а не трансформатора. В нашем проекте в качестве сердечника можно уверенно выбрать EER35.
Ток короткого замыкания в первом приближении определяется исходя из тока ограничения драйвера — 5 А для FS7M0880. Учитывая отношение витков выходного трансформатора (32:8), этот ток равен 20 A.
Для определения минимального числа витков для 12-В выхода используем уже знакомую нам по части 1 формулу:

(4)

Применяя сердечник EER35 при индукции BMAX = 0,3 T, получаем 25,9 витков. Несколько повысив насыщение сердечника, число витков можно сократить до 24, сохранив отношение числа витков обмоток трансформатора как 8:5. Для выходного напряжения 7 В число витков следует уменьшить до 15. Площадь сечения обмоточного провода определяется так же, как при расчете трансформатора. Для определения среднеквадратического значения тока в каждой обмотке используем формулу 5:

(5)

Для выбора транзисторов, работающих в схеме синхронного выпрямления, первым делом следует определить среднеквадратическую силу тока через каждый из них. Этот ток для верхнего плеча можно вычислить по формуле 5, т.к. FET-транзистор и катушка включены последовательно. Подобный подход можно использовать и для FET нижнего плеча, поскольку его рабочий цикл аналогичен рабочему циклу верхнего.
Затем следует определить напряжение сток-исток VDS для каждого транзистора. Это обратное напряжение является по существу максимальным входным напряжением, умноженным на отношение числа витков обмоток:

(6)

Основываясь на полученных данных, а также приемлемой рассеиваемой мощности и типе корпуса, можно выбрать подходящие транзисторы.

Главное преимущество предложенной топологии — относительно небольшие пульсации тока в выходных конденсаторах. Выходной дроссель (см. рис. 1) преобразует пульсации тока в выходном конденсаторе в сигнал треугольной формы. Эти пульсации представляются следующим образом:

(7)

Учитывая малое значение коэффициента пульсаций (K_RF), заметим, что пульсации тока на конденсаторе также будут весьма невелики. Тем не менее необходимо свериться со справочными данными на конденсаторы, чтобы убедиться, что выбранный конденсатор может работать с расчетным током пульсаций. Напряжение пульсаций в итоге будет равно току пульсаций, умноженному на последовательное эквивалентное сопротивление (ESR) конденсатора. Если требуемое напряжение пульсаций нельзя обеспечить с помощью одного конденсатора, после него можно включить небольшой дополнительный LC-фильтр.

Рис. 1. В цепи обратной связи использована схема компенсации типа II с применением оптрона для гальванической развязки первичной и вторичной цепей

Итак, осталось реализовать цепь обратной связи. Чтобы получить гальванически развязанный сигнал, мы использовали оптопару FOD2743 фирмы Fairchild, совмещенную с тиристором 431 (см. рис. 1).
Параметр ILIM в таблице 1 означает ток ограничения управляющей ИС, который необходимо знать при токовом управлении. Величина V2OUT12V/PO представляет собой эффективное сопротивление нагрузки [3]. Стандартный тип II схемы компенсации (см. рис. 2) позволяет разместить пик, ноль и точку единичного усиления интегратора на частотах, которые определяются выражениями из таблицы 2.
Константа 3000 в таблице 2 представляет собой внутреннее сопротивление устройства FPS (см. рис. 1). Важно отметить, что RBIAS и R2 не влияют на функцию передачи. Следовательно, величину R2 можно варьировать в зависимости от требуемого выходного напряжения. Параметр CTR в таблице 2 представляет собой коэффициент передачи по току оптопары. CTR и динамическое сопротивление фотодиода оказывают наибольшее влияние на передаточную характеристику обратной связи. Для того чтобы гарантировать устойчивую работу преобразователя, следует учитывать минимальную и максимальную величину каждого из этих двух параметров — как при максимальной и минимальной нагрузке, так и в заданном диапазоне температур.

Усиление по постоянному току	Пик АЧХ	Ноль АЧХ

Единичное усиление интегратора	Нулевой отклик	Пиковый отклик

Соответствующий график Боде (логарифмическая АЧХ и ФЧХ системы) этого проекта показан на рисунке 2. График соответствует работе при входном напряжении 120 В и максимальной нагрузке. Видно, что система имеет адекватный фазовый сдвиг и изменение усиления.

Рис. 2. Вид АЧХ и ФЧХ петли обратной связи для схемы рис. 1 указывает на ее устойчивую работу [4]

Принципиальная схема прямоходового преобразователя с управляемым от выходного трансформатора синхронным выпрямителем и магнитосвязанным выходным дросселем показана на рисунке 3. Напряжение сток-исток транзисторов первичной стороны, а также токи через них иллюстрируют диаграммы на рисунке 4. Благодаря применению синхронного выпрямления удалось повысить эффективность работы преобразователя. На рисунке 5 дано сравнение КПД разработанной схемы и преобразователя с выпрямителем на диодах Шоттки. Выигрыш в КПД может быть еще большим при работе на меньших выходных напряжениях, когда потери на диодах становятся относительно выше.

Рис. 3. Принципиальная схема преобразователя с управляемым от трансформатора синхронным выпрямителем и магнитосвязанным выходным дросселем

Рис. 4. Графики тока IDS и напряжения VDS на транзисторах первичной цепи при U = 120 В

Рис. 5. Сравнение КПД синхронного выпрямителя и выпрямителя на диодах Шоттки

Еще одно достоинство данного проекта — кросс-стабилизация нестабилизированного 7-В выхода, достигнутая за счет включения магнитосвязанного дросселя, который объединяет стабилизированный и нестабилизированный выходы. Как показано на рисунке 6, напряжение в 7-В канале изменяется в зависимости от сочетания нагрузки на обоих выходах. Такой способ стабилизации дополняет высокий КПД и позволяет снизить стоимость преобразователя.

Рис. 6. Несмотря на то, что 7-В выход (см. рис. 3) не снабжен отдельной цепью обратной связи, он хорошо стабилизирован в диапазоне токов на обоих выходах благодаря применению магнитосвязанного дросселя

* Первая часть статьи была напечатана в «ЭК» №8 2008 г.