Прецизионное измерение импеданса c помощью 12-разрядного преобразователя (CN0217)


PDF версия

Типовые схемотехнические решения Circuits from the Lab™ разработаны и протестированы для ускорения и упрощения системной интеграции и помощи в решении задач, возникающих при проектировании современных аналоговых, аналого-цифровых и ВЧ-схем

Назначение и достоинства схемы

ИС AD5933 и AD5934 — это прецизионные решения для преобразования импеданса, которые совмещают в себе интегрированный генератор с программируемой частотой и 12-разрядный АЦП с быстродействием 1 Mвыб./с (AD5933) или 250 Квыб./с (AD5934). Перестраиваемый генератор используется для возбуждения внешнего комплексного импеданса сигналом известной частоты.
Схема, изображенная на рисунке 1, обеспечивает точные измерения импеданса в диапазоне от нескольких Ом до нескольких сотен КОм и является оптимальной, с точки зрения достижимой погрешности AD5933/AD5934.

 

Рис. 1. Сигнальный тракт с оптимальными показателями погрешности измерения импеданса (показаны не все связи и компоненты развязки по питанию)

 

Описание схемы

AD5933 и AD5934 имеют четыре программируемых варианта диапазона выходных напряжений. Каждому диапазону соответствует определенный выходной импеданс. Так, например, типичный выходной импеданс при полном размахе выходного напряжения 1,98 В равен 200 Ом (см. табл. 1).

 

Таблица 1. Зависимость выходного последовательного сопротивления ROUT от диапазона напряжения возбуждения при напряжении питания VDD = 3,3 В

Диапазон

Полный размах выходного
напряжения возбуждения

Выходное сопротивление, ROUT

Диапазон 1

1,98 В

200 Ом

Диапазон 2

0,97 В

2,4 кОм

Диапазон 3

0,383 В

1,0 кОм

Диапазон 4

0,198 В

600 Ом

 

Значение выходного импеданса влияет на погрешность измерения, особенно при измерении импедансов в диапазоне единиц кОм, и должно учитываться при вычислении коэффициента преобразования. Дополнительную информацию о его вычислении см. в технических описаниях AD5933 и AD5934.
Влияние выходного сопротивления на измерение неизвестного импеданса можно устранить при помощи буфера. В его качестве выбирается усилитель с малым выходным импедансом, обладающий достаточной шириной полосы для работы на частотах сигнала возбуждения AD5933/AD5934. Примером подобного усилителя является семейство операционных усилителей на КМОП-транзисторах AD8605/AD8606/AD8608. Характеристики их выходных импедансов показаны на рисунке 2. При напряжении AV равном или менее 1 В выходной импеданс усилителей этого семейства не превышает 1 Ом на частоте до 100 кГц (максимальная рабочая частота AD5933/AD5934).

 

Рис. 2. Выходной импеданс AD8605/AD8606/AD8608

 

Согласование смещения постоянной составляющей

Четырем программируемым диапазонам выходного напряжения AD5933/AD5934 соответствует четыре значения напряжения смещения (см. табл. 2). Так, например, при размахе напряжения возбуждения 1,98 В смещение составляет 1,48 В. В то же время, как показано на рисунке 1, приемный каскад преобразователя ток-напряжение (I-V) в AD5933/AD5934 работает с фиксированным смещением VDD/2. Таким образом, при напряжении питания 3,3 В напряжение смещения в передающем каскаде равно 1,48 В, а в приемном каскаде — 3,3 В/2 = 1,65 В. Эта разность потенциалов приводит к поляризации измеряемого импеданса и может сказаться на погрешности измерения.

 

Таблица 2. Взаимосвязь между уровнями выходного
напряжения и смещением постоянной составляющей при VDD = 3,3 В

Диапазон

Полный размах выходного
напряжения возбуждения

Уровень смещения постоянной составляющей выходного сигнала

Диапазон 1

1,98 В

1,48 В

Диапазон 2

0,97 В

0,76 В

Диапазон 3

0,383 В

0,31 В

Диапазон 4

0,198 В

0,173 В

Один из вариантов решения данной проблемы заключается в устранении постоянной составляющей в передающем каскаде при помощи простого фильтра верхних частот с частотой среза, равной нескольким Гц, и повторном смещении переменного сигнала на уровень VDD/2. Данный подход позволяет поддерживать уровень постоянной составляющей одинаковым во всем сигнальном тракте.

Выбор оптимизированного буферного преобразователя

Каскад усилителя с преобразованием ток-напряжение (I-V), интегрированный в AD5933/AD5934, чувствителен к току смещения, напряжению смещения постоянной составляющей и КОСС усилителя и может дополнительно вносить небольшие погрешности в сигнальный тракт. Если использовать для преобразования тока в напряжение внешний дискретный усилитель, то пользователь может подобрать компонент с меньшими уровня тока смещения, напряжения смещения постоянной составляющей и хорошим КОСС и, таким образом, повысить точность преобразования. В данном случае внутренний усилитель можно сконфигурировать как простой инвертирующий усилительный каскад.
При этом выбор резистора RFB зависит от общего коэффициента усиления системы, как указано в техническом описании AD5933/AD5934.

Оптимизация сигнального тракта

Схема на рисунке 1 соответствует предлагаемой конфигурации для измерения импеданса низкоимпедансных датчиков. Переменный сигнал подвергается фильтрации при помощи фильтра верхних частот и повторному смещению постоянной составляющей перед буферизацией в усилителе с очень малым выходным импедансом. Заключительный этап преобразования тока в напряжение производится во внешней цепи до того, как сигнал возвратится в приемный каскад AD5933/AD5934. Ключевыми характеристиками, которыми должен обладать внешний буфер, являются очень малый выходной импеданс, возможность работы от одного напряжения питания, малый ток смещения, малое напряжение сдвига постоянной составляющей и хороший КОСС. Среди возможных кандидатов можно отметить AD4528-1, AD8628/AD8629, AD8605 и AD8606. В зависимости от топологии печатной платы используется одно- или двухканальный усилитель. Для уменьшения погрешности в качестве резисторов цепи смещения (резисторы номиналом 50 кОм) и задающих усиление резисторов (RFB и резисторы номиналом 20 кОм) следует использовать прецизионные резисторы с допуском 0,1%.

Оценка показателей и тестирование схемы

Приведенная на рисунке 1 схема предназначена для точного измерения импеданса. С ее помощью для демонстрации характеристик платы был произведен ряд измерений. Двухканальный усилитель AD8606 буферизирует сигнал предающего каскада и преобразует принимаемый сигнал из тока в напряжение. Чтобы устранить частотно-зависимые погрешности для каждого инкремента частоты, во всех трех примерах производилось вычисление коэффициента преобразования. Полный пакет поддержки проектирования, включая принципиальные электрические схемы, перечень компонентов, файлы топологии и Gerber-файлы для рассматриваемого решения см. в [1]. При тестировании использовалось программное обеспечение, которое поставляется вместе с оценочными платами и доступно для копирования на страницах веб-сайта Analog Devices, посвященных AD5933 и AD5934.

Пример 1. Диапазон низких импедансов

Результаты измерения малых импедансов и фазы приведены на рисунках 3–5. На рисунке 5 приведены результаты измерения импеданса 10,3 Ом в увеличенном масштабе по вертикальной оси.
Достижимая точность существенно зависит от отношения диапазона неизвестных импедансов к номиналу калибровочного резистора (RCAL). В рассматриваемой конфигурации (см. табл. 3) при измерении импеданса 10,3 Ом было получено значение 10,13 Ом, т.е. погрешность составила примерно 2%. При более близком значении сопротивления RCAL к неизвестному импедансу достигается и более точное измерение, т.е. чем меньше разница между граничными значениями диапазона измеряемых импедансов и номиналом RCAL, тем меньше погрешность измерения. При измерении импеданса в широком диапазоне можно разбить его на несколько частей и подключать резисторы RCAL соответствующих номиналов при помощи внешних ключей. При определении коэффициента преобразования необходимо устранить погрешность сопротивления ключа в замкнутом состоянии (RON) из вычислений путем калибровки. Использование нескольких резисторов RFB разного номинала, подключаемых при помощи ключей, позволит оптимизировать динамический диапазон сигнала на входе АЦП.

 

Таблица 3. Конфигурация платы для измерения в диапазоне низких импедансов при VDD = 3,3 В

Параметр

Значение

Vp-p (полный размах напряжения)

1,98 В (диапазон 1)

Время установления в периодах тактового сигнала

15

MCLK

16 МГц

RCAL

20,1 Ом

RFB

20,0 Ом

Диапазон частот сигнала возбуждения

30–30,2 кГц

Измеряемые импедансы

R1 = 10,3 Ом

R2 = 30,0 Ом

C3 = 1 мкФ (ZC = 5,3 Ом при 30 кГц)

 

Рис. 3. Результаты измерения амплитуды при малом импедансе
Рис. 4. Результаты измерения фазы при малом импедансе
Рис. 5. Результаты измерения амплитуды для импеданса 10,3 Ом (ув. масштаб по верт. оси)

Следует обратить внимание на то, что для расширения диапазона измерений использовался диапазон напряжений 200 мВ. Если диапазон измеряемых импедансов мал, то для оптимизации динамического диапазона АЦП размах возбуждающего сигнала увеличивается.

Пример 2. Диапазон кОм

Используя RCAL номиналом 99,85 кОм и параметры конфигурации из таблицы 4, было произведено измерение импедансов в широком диапазоне. Рисунки 6–10 иллюстрируют погрешность измерений. Для уменьшения погрешности номинал RCAL следует выбирать близким к неизвестному импедансу. Например, для случая, показанного на рисунке 9, выбирается номинал RCAL близкий к измеряемой величине ZC (217,5 кОм). Если измерения производятся в широком диапазоне, следует использовать несколько резисторов RCAL разного номинала.

 

Таблица 4. Конфигурация платы для измерения в диапазоне кОм при VDD = 3,3 В

Параметр

Значение

Vp-p (полный размах напряжения)

0,198 В (диапазон 4)

Время установления в периодах тактового сигнала

15

MCLK

16 МГц

RCAL

99,85 кОм

RFB

100 кОм

Диапазон частот сигнала возбуждения

30–50 кГц

Измеряемые импедансы

R0 = 99,85 кОм

R1 = 29,88 кОм

R2 = 14,95 кОм

R3 = 8,21 кОм

R4 = 217,25 кОм

C5 = 150 пФ (ZC = 26,5 кОм при 40 кГц)

C6 = 47 пФ (ZC = 84,6 кОм при 40 кГц)

 

Рис. 6. Результаты измерения амплитуды при ZC = 47 пФ, RCAL = 99,85 кОм

Рис. 7. Результаты измерения фазы при ZC = 47 пФ, RCAL = 99,85 кОм
Рис. 8. Результаты измерения амплитуды при ZC = 8,21 кОм, RCAL = 99,85 кОм
Рис. 9. Результаты измерения амплитуды при ZC = 217,25 кОм, RCAL = 99,85 кОм
Рис. 10. Результаты измерения амплитуды для примера 2: R1, R2, R3, C5, C6

 

Пример 3. Измерение импеданса параллельного соединения (R||C)

При помощи рассматриваемой схемы также было проведено измерение импеданса параллельного соединения R||C (см. табл. 5). Измерения проводились при RCAL = 1 кОм, R =10 кОм, C = 10 нФ и диапазоне частот возбуждающего сигнала 4–100 кГц. Идеальные и измеренные значения амплитуды и фазы изображены на рисунках 11 и 12, соответственно.

 

Таблица 5. Конфигурация платы для измерения импеданса параллельного соединения
R||C при VDD = 3,3 В

Параметр

Значение

Vp-p (полный размах напряжения)

0,383 В (диапазон 3)

Время установления в периодах тактового сигнала

15

MCLK

16 МГц

RCAL

1 кОм

RFB

1 кОм

Диапазон частот сигнала возбуждения

4–100 кГц

Измеряемые импедансы R||C

R = 10 кОм

C = 10 нФ

 

Рис. 11. Результаты измерения амплитуды при ZC = 10 кОм||10 нФ, RCAL = 1 кОм
Рис. 12. Результаты измерения фазы при ZC = 10 кОм||10 нФ, RCAL = 1 кОм

 

Конфигурирование и проведение испытаний

Для EVAL-CN0217-EB1Z используется то же программное обеспечение, что и для оценочной платы EVAL-AD5933EBZ. Подробную информацию о конфигурировании платы см. в документе на компакт-диске. Следует заметить, что схемы двух плат отличаются друг от друга. Конфигурация соединителей, которую необходимо установить на плате EVAL-CN0217-EB1Z, приведена в таблице 6. Резистору RFB на оценочной плате соответствует позиция R3, а неизвестному измеряемому импедансу (ZUNKNOWN) — позиция C4.

 

Таблица 6. Конфигурация соединителей для EVAL-CN0217-EB1Z

Номер соединителя

Положение по умолчанию

LK1

Не подключен

LK2

Не подключен

LK3

Не подключен

LK4

Подключен

LK5

Подключен

LK6

А

 

Стандартные вариации схемы

В этой схеме могут также быть использованы другие операционные усилители, например, AD4528-1, AD8628, AD8629, AD8605 и AD8608.

Варианты коммутации в системе

В данной конкретной схеме (см. рис. 13) переключение ZUNKNOWN и RCAL производилось вручную. В то же время в окончательном варианте устройства с этой целью следует использовать ключ с малым сопротивлением в замкнутом состоянии. Выбор ключа зависит от диапазона измеряемых импедансов и требуемой погрешности результата измерения. В примерах из данного документа использовался всего один калибровочный резистор и потому в схеме можно задействовать одиночный ключ с малым сопротивлением в замкнутом состоянии наподобие ADG849. Также можно использовать многоканальные ключи, например, четырехканальный ключ ADG812. Погрешности, которые дает сопротивление ключа при измерении ZUNKNOWN, устраняются в процессе калибровки, однако выбор ключа с очень малым RON поможет дополнительно минимизировать возможные ошибки измерения.

 

Рис. 13. Коммутация между RCAL и ZUNKNOWN с помощью однополюсного ключа на два направления (SPDT) с очень малым RON у ADG849 (показаны не все связи и компоненты развязки по питанию)

 

Литература
1. Пакет поддержки проектирования CN0217//www.analog.com/CN0217-DesignSupport.
2. MT-085 Tutorial. “Fundamentals of Direct Digital Synthesis (DDS)”//www.analog.com.
3. Riordan Liam. “AD5933 Evaluation Board Example Measurement”.
AN-1053 Application Note//www.analog.com.
4. Buchanan, David. “Choosing DACs for Direct Digital Synthesis”. AN-237 Application Note//www.analog.com.
5. Инструмент проектирования и оценки ADIsimDDS//http://designtools.analog.com/dtDDSWeb/dtDDSMain.aspx.
6. Инструмент проектирования и демонстрации AD5933/AD5934//http://designtools.analog.com/dt/ad593x/ad593x.html.
7. Техническое описание AD5933//www.analog.com.
8. Оценочная плата AD5933//www.analog.com.
9. Техническое описание AD5934//www.analog.com.
10. Оценочная плата AD5934//www.analog.com.
11. Техническое описание AD8606//www.analog.com.
12. Техническое описание ADG849//www.analog.com.
13. Техническое описание ADG812//www.analog.com.

Оставьте отзыв

Ваш емейл адрес не будет опубликован. Обязательные поля отмечены *