Оптимизация схемы повышающего преобразователя с коррекцией коэффициента мощности


PDF версия

Преобразователи напряжения с коррекцией коэффициента мощности, рассчитанные на мощность более 2 кВт, применяются в широком спектре оборудования — от сварочных аппаратов до источников бесперебойного питания, от холодильников до кондиционеров. В статье описывается, как моделирование с помощью системы Mathcad помогает выбрать оптимальную топологию повышающего преобразователя для разрабатываемого приложения. Статья представляет собой перевод [1].

В то время как безмостовые и другие низкочастотные корректоры коэффициента мощности (ККМ) могут применяться в таком оборудовании как кондиционеры, где имеется достаточно пространства для крупных катушек индуктивности, в других приложениях требуется использование высокочастотных каскадов ККМ для минимизации габаритов и веса.

Однокаскадная и двухкаскадная схема преобразователя

Возможны два типа топологий высокочастотного каскада повышающего преобразователя с ККМ: однокаскадная и многокаскадная (с чередованием) схемы. Обычно в схеме однокаскадного повышающего ККМ-преобразователя, работающего в диапазоне мощностей, достигающих 1500 Вт, могут проявляться недостатки — применение мощных ключей в стандартном корпусе типа TO247 ограничено из-за проблем с рассеиваемым теплом. Вместо шунтирующих резисторов следует применять трансформаторы тока, а катушки индуктивности становятся громоздкими и дорогими. Кроме того, выходной конденсатор становится критичным компонентом из-за больших пульсаций тока. Для решения этих проблем все чаще применяется многокаскадная схема (с чередованием) повышающего ККМ-преобразователя. Такая топология обеспечивает ряд преимуществ по сравнению с однокаскадной топологией:
1. Уменьшение объема магнитного сердечника.
2. Потенциальное уменьшение размеров фильтра электромагнитных помех.
3. Снижение пульсаций тока на конденсаторе в цепи постоянного тока (что повышает надежность).
На рисунке 1 изображены схемы и идеализированные формы сигналов для двух топологий преобразователя. В топологии с чередованием каждый каскад управляет половиной выходной мощности преобразователя, а пульсации тока снижаются из-за фазового сдвига на 180° между двумя ШИМ-сигналами. Однако в отличие от повышающих преобразователей с постоянным напряжением на входе, в ККМ-преобразователях рабочий цикл не является постоянным в течение сетевого полупериода выпрямления, и снижение пульсаций тока как на входном, так и на выходном конденсаторах не всегда достижимо. Поэтому оптимальная конфигурация фильтра электромагнитных помех, минимальная рассеиваемая мощность в силовых полупроводниковых приборах и низкие пульсации тока на выходном конденсаторе не являются автоматическим результатом использования двухкаскадной схемы ККМ-преобразователя. Вот почему разработчикам нужны методы наиболее точного сравнения преимуществ каждой из топологий схем ККМ-преобразователей.

Рис. 1. Схемы однокаскадного и двухкаскадного преобразователя и основные сигналы
Моделирование с помощью системы Mathcad

Компания International Rectifier разработала систему моделирования на базе Mathcad, которая позволяет весьма точно сравнивать альтернативные решения, определять оптимальную топологию схемы преобразователя в соответствии с требованиями приложения и обеспечивает возможность гибкого изменения параметров и рабочих условий. Система моделирования сочетает возможность эмуляции реальных сигналов схемы в режиме дискретного времени, которые соответствуют непрерывным функциям, и точной оценки потерь мощности на основе моделей силовых приборов. Полная эмуляция спектра входного тока (достигаемая с помощью быстрого преобразования Фурье — БПФ) обеспечивает расчет и построение входного фильтра в соответствии с требованиями европейского стандарта по электромагнитной совместимости EN55014.
В данной статье описаны модели построения двух топологий ККМ-преобразователей, рассчитанные на мощность 2000 Вт. Результаты моделирования приведены для следующих рабочих условий:
– стандартный или расширенный входной диапазон напряжений, частота сети 50 Гц;
– одинаковое значение индуктивности катушек для двух вариантов схем;
– мощный ключ IGBT IRGP4068D и диод Hexfred;
– однокаскадный входной D-фильтр;
– одинаковая для двух вариантов частота переключения (40 кГц) и выходное напряжение (380 В DC).
Сначала был смоделирован рабочий цикл в течение полупериода напряжения сети для однокаскадной и двухкаскадной схем ККМ-преобразователя. Затем были рассчитаны сигналы тока в зависимости от параметров приложения и рабочего цикла. На рисунке 2 представлены графики среднего тока, тока пульсаций, тока долины и пикового тока катушки для однокаскадного и двухкаскадного повышающих преобразователей при индуктивности катушки 1 мГн.

Рис. 2. Результаты моделирования тока для однокаскадного и двухкаскадного преобразователей

Чтобы точно рассчитать мощность, рассеиваемую на ключах и диодах, необходима временная функция, а также ее огибающая, в то время как для расчета EON и EOFF, тока выходного конденсатора и его эквивалентного последовательного сопротивления (ESR) нужен ток долины и пиковый ток.
На основе этих данных можно:
1. Рассчитать мощность, рассеиваемую на ключе и диоде, что позволяет построить точную модель этих двух приборов.
2. Выбрать магнитный сердечник и рассчитать параметры обмотки, что позволяет оценить потери в сердечнике.
3. Рассчитать шунтирующий резистор, который контролирует ток нагрузки для контроллера, и мощность, рассеиваемую на нем.
4. Рассчитать мощность, рассеиваемую на выходном конденсаторе.
Для шунта выбрано пиковое значение напряжения 0,5 В, в соответствии с требованиями для ККМ-контроллера IR1150 компании IR, и предполагается, что разработчик сделал выбор значения емкости выходного конденсатора в соответствии с требованиями к приложению (включая величину пульсаций и время удержания). Емкость выходного конденсатора и ESR будут затем служить входными параметрами для таблицы моделирования (в данном примере используются выходные конденсаторы 4×470 мкФ/400 В типа PEH506 85° с общей величиной ESR 160 мОм/4 = 40 мОм).
Заметим, что поскольку предполагается, что выходное напряжение VOUT практически постоянно (без пульсаций), ток конденсатора имеет две основные переменные компоненты: одну на частоте сети питания (генерирует реальные пульсации напряжения, которыми мы пренебрегаем), а вторую — высокочастотную. Окончательным этапом расчета являются применение БПФ к току на катушке во всем полупериоде сети и сравнение спектра с предельными требованиями стандарта EN55014 с целью выбора фильтра электромагнитных помех. Для этого следует учитывать эффект схемы стабилизации полного сопротивления линии (line impedance stabilization network — LISN).
Блок-диаграмма системы и сеть стабилизации полного сопротивления линии показаны на рисунке 3. Входной фильтр состоит из Lf, Cx и Cb. В этой схеме учитываются только дифференциальные помехи — при рассмотрении топологии ККМ синфазные помехи не являются существенными и ими пренебрегают. Проектирование фильтра следует выполнять итерационно: выбираются номиналы элементов фильтра, и производится моделирование до тех пор, пока спектр электромагнитных помех входного тока не будет отвечать требованиям стандарта EN55014.

Рис. 3. Блок-диаграмма системы и сеть стабилизации полного сопротивления линии
Пример расчета схемы

В таблице 1 представлены результаты моделирования следующих вариантов схемы ККМ-преобразователя:
1. Входное напряжение 230 В, однокаскадная схема.
2. Входное напряжение 85…255 В, однокаскадная схема.
3. Входное напряжение 230 В, двухкаскадная схема.
4. Входное напряжение 85…255 В, двухкаскадная схема.
Для каждого варианта схемы выбран стандартный сердечник и предполагается, что плотность тока обмоток катушки лежит в пределах 2…3 А/мм2 с коэффициентом заполнения 40%. Результаты моделирования показывают, что двухкаскадный преобразователь не обеспечивает существенных преимуществ, за исключением снижения потерь в силовых полупроводниковых приборах и на выходном конденсаторе, что компенсируется сильными потерями в обмотке катушки индуктивности.
Альтернативная схема допускает одинаковую индуктивность для двухкаскадного и однокаскадного преобразователей (400 мкГн на катушку). При сохранении того же размера сердечника потери в обмотках могут быть снижены до четырех раз. В то же время потери в силовых полупровод­никовых приборах могут измениться незначительно или даже совсем остаться без изменений. Однако для входного фильтра в этом случае нужна индуктивность 75 мкГн вместо 50 мкГн. В принципе увеличение на 50% индуктивности фильтра требует увеличения на 50% объема магнитного материала, и для той же самой величины входного тока — одинаковых потерь в обмотках. Поэтому суммарное количество магнитного материала увеличивается, а общая рассеиваемая мощность становится существенно меньше.

Заключение

В обоих решениях — в однокаскадной и двухкаскадной (с чередованием) топологии повышающего ККМ есть свои преимущества и недостатки. Двухкаскадный преобразователь не всегда является лучшим выбором для всех приложений и/или рабочих условий. Используя инструменты моделирования на базе Mathcad, разработчики могут сравнивать обе топологии на основе реальных критериев и, таким образом, выбирать оптимальные решения в соответствии с системными требованиями.

Литература
1. Cesare Bocchiola. Optimising PFC Boost Converter Design.
2. P. Ram Mohan, M. Vijaya Kumar, O. V. Raghava Reddy. Simulation of a Boost PFC Converter with Electro Magnetic Interference Filter // International Journal of Electrical Systems Science and Engineering.

Оставьте отзыв

Ваш емейл адрес не будет опубликован. Обязательные поля отмечены *