Моделирование операционных усилителей на примере OPA2187

Моделирование операционных усилителей


PDF версия

В статье описаны основные параметры операционных усилителей с замкнутой и разомкнутой цепями обратной связи. Приведены схемы для оценки моделей.

Для успешного выбора модели операционного усилителя (ОУ) необходимо определить главные критерии выбора, а после выбора усилителя требуется провести его моделирование в составе схемы. Следовательно, выбор правильной модели усилителя для текущего проекта – залог успеха разработчика. Качество моделирования зависит от используемой модели.

Рассмотрим параметры, определяющие соответствие модели реальным характеристикам ОУ.

 

Выходной импеданс при разомкнутой петле ОС

Одной из наиболее важных характеристик ОУ является выходной импеданс при разомкнутой петле ОС и малом переменном сигнале. Особое значение он имеет в процессе анализа устойчивости при малом сигнале или работе в присутствии импульсных помех в нагрузке (например, при управлении АЦП).

Для обозначения выходного импеданса ОУ при разомкнутой петле ОС при малом переменном сигнале будем использовать ZO. Выходной импеданс при замкнутой цепи ОС для малого переменного сигнала обозначим ZOUT. Их нельзя путать. Ниже будет показано, почему. К сожалению, производители по-разному обозначают данные параметры, отсюда и возникает путаница.

Импеданс ZO наблюдается между каскадом с открытой петлей (AOL) и выходным выводом (VOUT). Он взаимодействует с AOL на разных частотах, формируя выходной отклик ОУ. На рисунке 1 показана упрощенная модель ОУ при малом сигнале. Входной дифференциальный сигнал VE вырабатывается внутренним входным сопротивлением RDIFF. Он усиливается в AOL, обеспечивая на выходе идеальное выходное напряжение VO, которое падает на ZO и появляется на выходном выводе VOUT.

Упрощенная модель ОУ при малом сигнале при открытой ОС
Рис. 1. Упрощенная модель ОУ при малом сигнале при открытой ОС

Импеданс ZO является важной характеристикой выходного каскада ОУ. Прежде, когда были распространены более простые биполярные усилители, выходной импеданс с разомкнутой цепью ОС большинства устройств был резистивным, т. е. не зависел от частоты. В современных ОУ зависимость импеданса ZO от частоты может иметь очень сложную форму с емкостным, индуктивным, резистивным участками с резкими переломами. Это обусловлено, например, использованием в аналоговых ИС входа и выхода с полным размахом напряжения (rail-to-rail), высокого коэффициента усиления с разомкнутой петлей ОС, высокого коэффициента удаления синфазной составляющей, низкого напряжения питания или связано с малым шумом.

На рисунке 2 сравниваются выходные импедансы с разомкнутой ОС современного биполярного усилителя Texas Instruments OPA202 с классическим выходным каскадом КМОП на OPA189 – усилителе с очень высокой точностью и полным размахом выходного напряжения (ultra-high DC precision). Виден резистивный характер импеданса ZO OPA202, в то время как выходной импеданс ZO усилителя OPA189 при разных частотах принимает то емкостной, то индуктивный характер.

Выходной импеданс с разомкнутым контуром ОС для OPA202 и OPA189
Рис. 2. Выходной импеданс с разомкнутым контуром ОС для OPA202 и OPA189

Перед анализом модели ОУ на стабильность необходимо проверить, соответствует ли импеданс ZO модели значениям, указанным в технической документации.

Рекомендуемая схема для проверки показана на рисунке 3. Дроссель L1 образует замкнутый контур ОС для постоянного сигнала, позволяя проводить анализ с разомкнутой петлей ОС по переменному току. Конденсатор С1 при сигнале переменного напряжения закорачивает инвертирующий вход на общий провод, чтобы он не «повис в воздухе». ОУ должен работать в линейной области, как показано на рисунке 3. В этом случае VOUT равно малому напряжению смещения. Необходимо следить, чтобы напряжение питания и синфазное напряжение не выходили за допустимые пределы.

Тестовая схема для измерения выходного импеданса при разомкнутой цепи ОС
Рис. 3. Тестовая схема для измерения выходного импеданса при разомкнутой цепи ОС

Источник переменного тока IOUT подает ток из ОУ. В нашем примере IOUT = 1 А. Далее измеряется выходное напряжение VOUT, и по закону Ома рассчитывается выходной импеданс ZO:

Для получения зависимости выходного импеданса ZO от частоты достаточно получить модель передаточной характеристики в рассматриваемом частотном диапазоне, поскольку IOUT = 1 А. Заметим, что многие симуляторы выдают результат на логарифмической шкале. В этом случае выходное напряжение соответствует Омам. На рисунке 4 показана зависимость выходного импеданса от частоты для модели OPA189. Видно, что выходной импеданс очень близок к характеристикам, указанным в документации. Таким образом, данную модель можно использовать для анализа при малом переменном сигнале.

Зависимость выходного импеданса от частоты у модели OPA189
Рис. 4. Зависимость выходного импеданса от частоты у модели OPA189

 

Выходной импеданс при замкнутом контуре ОС

Выходным импедансом ZOUT при замкнутом контуре ОС называется импеданс, видимый со стороны выхода усилителя при замкнутом контуре ОС. В отличие от ZO, который является характеристикой собственно усилителя и не меняется, ZOUT зависит от ZO, AOL и β – коэффициента ОС.

Вернемся к модели ОУ для малого сигнала. На этот раз контур ОС замкнут (см. рис. 5).

Упрощенная схема ОУ при замкнутом контуре ОС и малом сигнале
Рис. 5. Упрощенная схема ОУ при замкнутом контуре ОС и малом сигнале

Из уравнения (2) видно, что выходной импеданс по-прежнему равен отношению VOUT к IOUT. Коэффициент ОС β вычисляется как отношение напряжения на выводе ОС VFB к выходному напряжению VOUT. Рассматривая схему как обычный резистивный делитель, получаем:

Поскольку неинвертирующий вход ОУ заземлен, напряжение ошибки VE между выходами ОУ равно VFB. Переписывая уравнение (2), получаем:

ОУ усиливает напряжение VE до VO. Поскольку неинвертирующий вход заземлен, VE отрицательно:

Теперь рассчитаем выходное напряжение. Для простоты допустим, что выходной импеданс намного меньше, чем импеданс цепи ОС, вследствие чего ток IOUT течет только через ZO:

Подставляя (4) в (5), получаем:

Подставляя (4) в (6), получаем:

Преобразуем (7):

Отсюда:

Поскольку коэффициент AOL, как правило, высок, особенно при малом сигнале, импеданс ZOUT очень мал. При этом если полоса пропускания ОУ превышена и контур ОС разрывается, ZOUT приближается к ZO.

На рисунке 6 показан выходной импеданс ОУ ОРА350 (выпущен в 2000 г.) при замкнутой цепи ОС. Заметим, насколько малым становится выходной импеданс (1–100 мОм) при уменьшении коэффициента ОС. Общая форма зависимости напоминает перевернутую зависимость выходного импеданса для усилителя с разомкнутой ОС. Приведены зависимости для коэффициентов ОС, равных 1, 10 и 100 В/В.

Выходной импеданс ОУ ОРА350 при замкнутой цепи ОС
Рис. 6. Выходной импеданс ОУ ОРА350 при замкнутой цепи ОС

Если производитель указал импеданс ZOUT, то для сверки выходных импедансов потребуется схема, приведенная на рисунке 7.

Тестовая схема для измерения выходного импеданса при замкнутой цепи ОС
Рис. 7. Тестовая схема для измерения выходного импеданса при замкнутой цепи ОС

Резисторы RF и RI замыкают контур ОС. Как и в предыдущем случае, IOUT обозначает ток, вытекающий из ОУ. Применяя закон Ома, получаем:

Далее в рассматриваемом частотном диапазоне строится характеристика ZOUT как передаточная характеристика VOUT. Если симулятор позволяет, полезно несколько раз изменить значения RF и RI, чтобы подобрать параметры ОС, обеспечивающие максимально близкие к указанным в документации характеристики. Протестируем ZOUT модели усилителя OPA350 при КУ = 1, 10 и 100 В/В.

Пусть для КУ = 1 В/В RF = 1 мОм (замкнуто накоротко) и RI = 1 TОм (разрыв цепи). Это стандартная конфигурация ОУ с единичным усилением. Для КУ = 10 В/В RF = 10RI, для КУ = 100 В/В RF = 100RI.

Выходной импеданс близок к указанному в документации за исключением небольшого отклонения на малых частотах. Для анализа стабильности при малом сигнале данные отклонения несущественны. Таким образом, предложенная модель позволяет исследовать реальный отклик схемы.

 

Коэффициент усиления при разомкнутой цепи ОС

Вернемся к схеме на рисунке 1. Входной дифференциальный сигнал VE вырабатывается на входном сопротивлении RDIFF усилителя. Он усиливается до идеального выходного напряжения VO, проходит через импеданс ZO на выходной вывод VOUT.

Зависимость выходного импеданса ZOUT от частоты для модели OPA350
Рис. 8. Зависимость выходного импеданса ZOUT от частоты для модели OPA350

Как уже упоминалось, коэффициент усиления AOL не является идеальным и зависит от частоты. Еще на стадии проектирования ОУ можно спрогнозировать его усиление и сдвиг фаз выходного сигнала относительно входного. На рисунке 8 приведен пример зависимости этих параметров от частоты. Для удобства анализа разделим график на три участка, как показано на рисунке 9.

Режимы работы усилителя (AOL)
Рис. 9. Режимы работы усилителя (AOL)

На первом участке, выделенным красным, как коэффициент усиления, так и сдвиг фаз практически постоянны. В этом случае работа усилителя очень близка к идеальной. Максимальный коэффициент усиления очень высок – более 100 дБ, или 100 000 В/В, нет вероятности потери устойчивости.

Этот участок простирается до первого доминирующего полюса fp1. На этой частоте происходит изменение характера зависимости коэффициента усиления и сдвига фаз: коэффициент усиления уменьшается на 3 дБ, сдвиг фаз изменяется на –45°. Далее коэффициент усиления продолжает спадать со скоростью –20 дБ на декаду, сдвиг фаз изменяется на –90°. Этот участок спада отмечен зеленым. Именно на нем обычно работают ОУ. Усилители с отрицательной ОС можно настроить так, чтобы они стабильно работали при разных значениях коэффициента усиления при замкнутой цепи ОС (ACL), поскольку требуемый ACL меньше AOL на этих частотах.

Конец участка спада приходится на частоту единичного усиления. В этой точке коэффициент усиления достигает 0 дБ, или 1 В/В. Поскольку он не перестает уменьшаться при дальнейшем увеличении частоты, сигналы с более высокой частотой не могут пройти через усилитель без ослабления. Разница между текущим сдвигом фаз и –180° называется запасом по фазе. Это ключевой показатель общей стабильности ОУ в режиме единичного усиления.

Третий участок назовем высокочастотным – он показан голубым цветом. На нем проявляются высокочастотные полюсы и нули, что приводит к резкому изменению сдвига фаз. При этом схему становится сложно характеризовать. На данном участке на выходную характеристику ОУ начинают влиять импеданс ZO, входная емкость CIN, паразитные связи с печатной платой и другие высокочастотные характеристики. Соответственно, работать на этом участке не рекомендуется.

Итак, теперь становится очевидно, что необходимо промоделировать работу ОУ, чтобы понять, на каком участке он работает. На рисунке 10 приведена схема тестирования. Она очень похожа на схему измерения выходного импеданса при разомкнутой петле ОС. Дроссель L1 замыкает контур обратной связи для постоянного сигнала, позволяя проводить анализ по переменному току. Резистор R1 имеет невысокое сопротивление, позволяя учитывать неидеальность реальной схемы при моделировании. Конденсатор С1 закорачивает инвертирующий вход усилителя на VIN при переменном сигнале и выступает как разрыв цепи при постоянном сигнале.

Схема для тестирования схемы с разомкнутой ОС
Рис. 10. Схема для тестирования схемы с разомкнутой ОС

Если усилитель работает в линейной области, как показано на рисунке 10, напряжение VOUT равно напряжению смещения. Следует следить за тем, чтобы выполнялись указанные в документации требования к напряжению питания, входному синфазному напряжению, сопротивлению и емкости нагрузки.

Для примера получим модель ОУ OPA1678 Texas Instruments. Это малошумящий звуковой усилитель общего назначения с малыми искажениями. Из рисунка 11 видно, что поскольку предложенная модель хорошо согласуется с поведением реального усилителя, ее можно использовать для анализа по малому сигналу.

Результаты моделирования OPA1678
Рис. 11. Результаты моделирования OPA1678

 

Коэффициент усиления с замкнутым контуром ОС

Коэффициент усиления при замкнутом контуре обратной связи ACL характеризует отклик усилителя, охваченного отрицательной ОС. В отличие от коэффициента AOL, который является собственной характеристикой ОУ и практически не зависит от нагрузки и характеристик ОС, коэффициент ACL является функцией AOL, ZO и β.

Рассмотрим схему на рисунке 12. Это модель усилителя с отрицательной ОС для малого сигнала. Нашей задачей является нахождение передаточной функции, т. е. отношения VOUT/VIN, которое, в свою очередь, эквивалентно коэффициенту ACL.

Упрощенная модель ОУ при малом сигнале (с замкнутым контуром ОС)
Рис. 12. Упрощенная модель ОУ при малом сигнале (с замкнутым контуром ОС)

Для начала вспомним, что коэффициент обратной связи β представляет собой отношение напряжения обратной связи VFB к выходному VOUT. Напряжение обратной связи найдем из уравнения (11):

Поскольку неинвертирующий вход ОУ заземлен, напряжение ошибки VE между входами равно VFB. Из уравнения (11) получаем:

Чтобы найти ACL, обратимся к контрольной модели ОУ с ОС (см. рис. 13). Для наглядности допустим, что ZO замкнут накоротко, тогда VO = VOUT. На практике ZO вносит вклад в работу схемы при переменном токе. Отрицательный вход сумматора представляет собой инвертирующий вход усилителя. Напряжение на нем равно VFB.

Теоретическая модель усилителя с замкнутым контуром ОС
Рис. 13. Теоретическая модель усилителя с замкнутым контуром ОС

Принимая во внимание уравнение (12), после суммирования получаем:

На выходе схемы напряжение равно входному напряжению, помноженному на AOL (14):

Отсюда получаем:

Учитывая, что AOL → ∞, упрощаем выражение:

Этим приближением пользуются достаточно часто на низких и средних частотах, однако необходимо помнить, что AOL начинает заваливаться, начиная с частоты первого доминирующего полюса fp1, поэтому на высоких частотах ACL тоже начинает спадать.

Коэффициент усиления OPA1678 при замкнутой цепи ОС
Рис. 14. Коэффициент усиления OPA1678 при замкнутой цепи ОС

Большинство производителей специфицируют ACL для нескольких β. На рисунке 14 показана зависимость коэффициента усиления с замкнутой ОС от частоты для OPA1678. Заметим, что она очень гладкая на низких и средних частотах, начинает спадать на более высокой частоте, чем коэффициент AOL. На рисунке 15 показана рекомендуемая схема измерения ACL для трех разных коэффициентов усиления.

Схема для тестирования схемы с замкнутой ОС
Рис. 15. Схема для тестирования схемы с замкнутой ОС

При КУ = 1 резистор RF закорочен, RI представляет собой разрыв цепи.  RF = RI при КУ = –1. RF = 10RI при КУ = 10. На рисунке 16 показаны результаты моделирования.

Результаты тестирования OPA1678 (ACL)
Рис. 16. Результаты тестирования OPA1678 (ACL)

Эти результаты хорошо соответствуют теоретическим кривым при КУ = –1 и КУ = 10. Поведение при КУ = 1 на высоких частотах заметно отличается. Это объясняется влиянием внешних компонентов схемы. Кроме того, поскольку среди устройств серии всегда имеется некоторый разброс характеристик, в документации приведены средние показатели. Например, типичное значение входной емкости (CDIFF) OPA1678 равно 6 пФ, и разумным допуском следует принять погрешность до ±20%. На рисунке 17 видны различия, обусловленные вариацией значений CDIFF. Таким образом, она сильно влияет на поведение усилителя на частотах выше 10 МГц, смещая угловую частоту. Изменение емкости нагрузки и сопротивления ОС приводит к аналогичному эффекту.

Влияние номинала CDIFF на OPA1678 на ACL при КУ = 1
Рис. 17. Влияние номинала CDIFF на OPA1678 на ACL при КУ = 1

При анализе модели рекомендуется измерить частоту на уровне –3 дБ и оценить характер спада выходной характеристики. Они должны отличаться от указанных в документации не более чем на ±20%.

 

Ступенчатый отклик при малом сигнале

Полосу пропускания усилителя при малом сигнале можно измерить во временной области, подав ступенчатый сигнал. На усилитель, охваченный контуром ОС, подается прямоугольный импульс с малой амплитудой (не более 100 мВ), и измеряется выходное напряжение. Полученная характеристика содержит много информации: время нарастания и спада определяет полосу пропускания при замкнутой цепи ОС. Перегрузка на выходе позволяет оценить запас по фазе. На рисунке 18 показан пример отклика на прямоугольный импульс для OPA1678 при КУ = 1 и КУ = –1.

Отклик OPA1678 на прямоугольный импульс
Рис. 18. Отклик OPA1678 на прямоугольный импульс

Схема для тестирования показана на рисунке 19.

Схема для тестирования отклика схемы на прямоугольный импульс
Рис. 19. Схема для тестирования отклика схемы на прямоугольный импульс

Для получения отклика на прямоугольный импульс следует воспользоваться анализом переходных процессов и измерить выходное напряжение при КУ = 1 и КУ = –1. На рисунках 20–21 приведены результаты тестирования и заявленные характеристики OPA1678.

Результаты тестирования OPA1678 при КУ = 1
Рис. 20. Результаты тестирования OPA1678 при КУ = 1
Результаты тестирования OPA1678 при КУ = –1
Рис. 21. Результаты тестирования OPA1678 при КУ = –1

 

Коэффициент подавления синфазной составляющей

Операционный усилитель усиливает входной дифференциальный сигнал, не пропуская синфазную составляющую, т. е. среднее напряжение, присутствующее на входах (см. рис. 22).

Рис. 22. Дифференциальный и синфазный сигнал

Синфазную составляющую можно также представить напряжением смещения, паразитными наводками или шумом. Если от них не избавиться, они усилятся, приведя к насыщению усилителя и невозможности выделить полезный сигнал.

Обратимся к упрощенной модели ОУ на рисунке 23. Синфазная составляющая показана в виде источника напряжения ошибки VCMRR на неинвертирующем входе. Это напряжение зависит от коэффициента подавления синфазной составляющей и величины синфазной составляющей во входном сигнале. Оно усиливается вместе с входным дифференциальным сигналом, образуя выходное напряжение VOUT.

Упрощенная модель CMRR
Рис. 23. Упрощенная модель CMRR

Коэффициент подавления синфазной составляющей меняется с частотой: он выше на низких частотах и в большинстве усилителей составляет 80–160 дБ (см. рис. 24).

Типичная зависимость CMRR от частоты
Рис. 24. Типичная зависимость CMRR от частоты

Рассмотрим пример. Если входная синфазная составляющая имеет частоту 100 кГц, то коэффициент подавления равен 100 дБ. Преобразуем его в безразмерную величину (В/В):

Теперь рассчитаем приведенное ко входу напряжение ошибки, вносимое синфазным сигналом на частоте 100 кГц. Для этого перемножим амплитуду синфазного сигнала и коэффициент подавления 10 мкВ/В. Выражение (18) позволяет рассчитать размах амплитуды синфазной составляющей 1 В:

Таким образом, синфазный входной сигнал с размахом амплитуды 1 В и частотой 100 кГц генерирует сигнал ошибки, приведенный ко входу, около 10 мкВ. Из рисунка 24 можно получить значения для других частот.

Измерить коэффициент подавления синфазной составляющей можно через отношение КУ дифференциального сигнала при разомкнутой петле ОС к КУ синфазного сигнала при разомкнутой петле ОС. Поскольку измерить эти коэффициенты достаточно сложно, воспользуемся моделированием (см. рис. 25).

Схема для тестирования CMRR
Рис. 25. Схема для тестирования CMRR

В верхней части на входы U1 подается переменное напряжение VIN, чтобы получить чисто синфазный сигнал. Дроссель L1 выступает в роли провода при постоянном сигнале. При переменном сигнале это разрыв схемы, т. е. контур ОС разрывается, и можно измерить коэффициент усиления синфазного сигнала при разомкнутой петле ОС A.

В нижней части источник входного переменного напряжения преобразован в дифференциальный с помощью ГУН Е1 и Е2. Таким образом, на вход U2 поступает дифференциальный сигнал, центрированный на уровне 0 В. По аналогии с верхней частью находим ADM. Следует удостовериться, что усилители работают в линейной области.

Для получения коэффициента подавления синфазной составляющей требуется найти передаточную характеристику для переменного сигнала в интересующем частотном диапазоне. Отношение ADM/ACM и даст искомый коэффициент подавления синфазной составляющей. На рисунке 26 приведены результаты для модели OPA2187 (маломощный прецизионный ОУ с нулевым напряжением дрейфа).

Результаты тестирования OPA2187
Рис. 26. Результаты тестирования OPA2187

 

Подавление помех по питанию

Коэффициент подавления помех по шине питания (PSRR) (в отечественной литературе в аналогичных случаях часто используется термин «коэффициент ослабления нестабильности питания, хотя, строго говоря, это не одно и то же) характеризует, насколько хорошо ОУ ослабляет пульсации на шине питания, которые практически всегда имеются на этих шинах и порождают ошибку VPSRR. На рисунке 27 показан вклад этой ошибки, приведенный ко входу.

Упрощенная модель PSRR
Рис. 27. Упрощенная модель PSRR

На рисунке 28 показан типичный вид зависимости PSRR от частоты. Для положительного и отрицательного источников питания зависимости различаются. Если они совпадают, в документации указывают только одну зависимость.

Типичная зависимость PSRR от частоты
Рис. 28. Типичная зависимость PSRR от частоты

Коэффициент PSRR определяется как отношение сигнала, приложенного к одному из выводов питания, к общему напряжению смещения на входе. На рисунках 29–30 приведены рекомендуемые схемы тестирования для положительного и отрицательного коэффициентов PSRR. Источник переменного напряжения VIN генерирует положительный сигнал тестирования. Усилитель работает как стандартный буфер с единичным усилением, неинвертирующий вход заземлен. Измеряется напряжение смещения на входе VOS.

Схема для тестирования PSRR+
Рис. 29. Схема для тестирования PSRR+
Схема для тестирования PSRR–
Рис. 30. Схема для тестирования PSRR–

Для получения частотной зависимости PSRR проведем анализ передаточной характеристики при переменном сигнале. Получим зависимость VIN и VOS. С помощью функции постобработки симулятора получаем кривую VIN/VOS, т. е. PSRR.

На рисунке 31 приведены результаты тестирования модели OPA2187. Видно близкое соответствие полученных значений приведенным в документации.

Результаты тестирования модели OPA2187
Рис. 31. Результаты тестирования модели OPA2187

 

VOS, IB, IOS

Во многих прецизионных схемах при выборе ОУ одними из первых параметров рассматриваются VOS и IB. Напряжение VOS – напряжение ошибки, обусловленное слабым рассогласованием транзисторов во входной дифференциальной паре ОУ.

Напряжение VOS моделируется как источник постоянного напряжения ошибки, подключенных к неинвертирующему входу. Оно не зависит от частоты, однако меняется с изменением температуры.

Ток сдвига IB поступает на входы ОУ. Для биполярных усилителей он обусловлен током базы входных транзисторов; для полевых транзисторов это ток утечки входных диодов, защищающих от электростатического разряда.

Поскольку в идеальном случае на входы поступают токи одинаковой величины, они уничтожаются. Однако на практике это происходит редко. Разница между токами сдвига на неинвертирующем и инвертирующем входах называется током смещения IOS. При моделировании IB заменяют источником постоянного тока, включенным между входом усилителя и общим проводом. Этот источник зависит от температуры.

При малых значениях сопротивлений на входе и в контуре ОС токи IB и IOS не вносят заметной погрешности в работу схемы (см. рис. 32).

Упрощенная модель ОУ с учетом IB и VOS
Рис. 32. Упрощенная модель ОУ с учетом IB и VOS

Следует помнить, что источники ошибки CMRR, PSRR и VOS могут быть как положительной, так и отрицательной полярности. Поскольку они некоррелированы и подчиняются распределению Гаусса, можно использовать сумму их среднеквадратичных значений, чтобы упростить анализ.

В таблице приведены характеристики VOS, IB и IOS, указанные в документации OPA2187. Приведены максимальные и типичные значения. При создании модели используются средние показатели, чтобы анализировать типичное поведение ОУ.

Схема для тестирования VOS, IB, IOS
Рис. 33. Схема для тестирования VOS, IB, IOS

Верификация VOS, IB и IOS не представляет труда. На рисунке 33 приведена схема тестирования. Усилитель работает в режиме буферного повторителя, неинвертирующий вход заземлен. Ток измеряется на обоих входах ОУ (IB+ и IB–), дифференциальный вольтметр VOS подключен между входами. С помощью анализа рабочей точки по постоянному току получаем показания всех трех приборов. Если требуется исследовать зависимость от температуры, анализ повторяют при других значениях температуры.

Результаты тестирования OPA2187
Рис. 34. Результаты тестирования OPA2187

На рисунке 34 показаны результаты тестирования OPA2187. Сравнивая их с приведенными в документации (см. табл.), видно, что модель обеспечивает точные результаты.

Таблица. Характеристики VOS, IB и IOS, указанные в документации OPA2187
  Условие Тип. значение Макс. значение
Напряжение смещения
VOS – входное напряжение смещения, мкВ   ±1 ±15
Входной ток сдвига
IB – входной ток сдвига, пА VCM = VS/2 ±100 ±350
IOS – входной ток смещения, пА   ±100 ±500

 

Выводы

Мы рассмотрели разницу между параметрами ZO и ZOUT, нашли взаимосвязь между ними. Выходной импеданс является важным параметром при оценке работы ОУ при малом сигнале.

Коэффициенты усиления ОУ при наличии ОС и в ее отсутствие различаются. Мы нашли связь между ними. Коэффициент усиления AOL является собственной характеристикой ОУ и практически не зависит от параметров ОС и нагрузки.

При воздействии прямоугольным импульсом выброс в выходном сигнале позволяет судить о запасе по фазе и устойчивости ОУ.

Коэффициент CMRR показывает, насколько хорошо усилитель подавляет синфазную составляющую. Этот коэффициент определяет степень подавления помех по питанию.

Для анализа зависимости работы ОУ от температуры требуются параметры VOS, IB и IOS. Они не зависят от частоты входного сигнала.

Оставьте отзыв

Ваш емейл адрес не будет опубликован. Обязательные поля отмечены *