Конденсаторные преобразователи напряжения


PDF версия

В статье рассматриваются преобразователи напряжения, построенные на цепях с переключаемыми конденсаторами. На взгляд автора, подобные топологии незаслуженно забыты и в настоящее время, с учетом наличия на рынке быстродействующих и экономичных силовых ключей, могут обрести «вторую молодость».

Конденсаторные, или как их еще называют, безындуктивные преобразователи напряжения используются относительно нечасто. На то есть свои причины – например, относительно небольшая выходная мощность и невысокий КПД. Однако в ряде случаев, когда требуется увеличить напряжение для небольшой нагрузки, а пульсации выходного напряжения не особенно критичны, использование подобных схем может оказаться весьма соблазнительной альтернативой.

Схема одного из диодно–конденсаторных каскадов, который обеспечивает высокое выходное напряжение, приведена на рисунке 1а. Наиболее примечательным в этой схеме является то обстоятельство, что номинальные напряжения диодов и конденсаторов каждого каскада должны соответствовать напряжениям этого каскада, а не сумме напряжений всех предыдущих каскадов, хотя выходное напряжение цепочки каскадов (см. рис. 1б) равно именно суммарному напряжению всех каскадов, составляющих цепочку!

Приведенные на рисунке 1 схемы, наверное, знакомы каждому радиолюбителю, и все же в двух словах напомним их принцип действия. При отрицательной полуволне правая обкладка конденсатора С1 (см. рис. 1а) заряжается до пикового напряжения полуволны за вычетом напряжения на диоде D1. При положительной полуволне конденсатор С1 оказывается последовательно включенным с вторичной обмоткой трансформатора, поэтому конденсатор С2 заряжается удвоенным напряжением за вычетом напряжения на диодах D1 и D2. При последовательном соединении нескольких цепочек (см. рис. 1б) конденсаторы С2, С4 и С6 составляют последовательно соединенный стек конденсаторов, и напряжение всех конденсаторов суммируется.

схема диодно-конденсаторного каскада и цепочки диодно-конденсаторных каскадов
Рис. 1.
а) схема диодно-конденсаторного каскада;
б) цепочки диодно-конденсаторных каскадов

На основе описанной схемы появились разные модификации для работы с постоянным входным напряжением. Одна из таких схем – зарядный насос Диксона – показана на рисунке 2.

Схема зарядного насоса Диксона
Рис. 2. Схема зарядного насоса Диксона с:
а) диодными каскадами;
б) MOSFET

Похожая схема используется в ИС EEPROM и флэш-памяти для увеличения напряжения питания. Благодаря ей стало возможным уменьшить внешнее питание этих микросхем до 1,8 В. Выходное напряжение N‑каскадной схемы описывается уравнением (1):

VOUT = VIN(N+1) – (N+1)VF, (1)

где VF – прямое падение напряжения на диоде.

Для повышения выходного напряжения можно вместо диодов использовать MOSFET с низким сопротивлением канала в открытом состоянии, но при этом несколько возрастет стоимость решения. На рисунке 3 показан результат моделирования в LT-spice трехкаскадного зарядного насоса Диксона.

Результат моделирования в LTspice трехкаскадного зарядного насоса Диксона
Рис. 3. Результат моделирования в LTspice трехкаскадного зарядного насоса Диксона

На рисунке 4 показана схема зарядовых насосов с плавающими или переключающимися конденсаторами. Такое название обусловлено тем, что при коммутации в некоторые моменты времени конденсаторы извлекаются из схемы и оба их конца «висят в воздухе». Необходимо, чтобы между коммутациями было мертвое время. Эту универсальную топологию можно использовать не только для усиления, но и для уменьшения, а также для инвертирования напряжения. Как правило, эту топологию компании производители применяют для построения безындуктивных DC/DC-преобразователей.

Схема зарядового насоса с плавающими конденсаторами
Рис. 4. Схема зарядового насоса с плавающими конденсаторами

В фазе 1 ключи SW1 и SW2 замкнуты (см. рис. 4), а ключи SW3 и SW4 разомкнуты; при этом конденсаторы С1 и С2 соединены последовательно и подключены к источнику входного напряжения. Каждый конденсатор заряжается до половины входного напряжения. Во второй фазе картина меняется на противоположную: ключи SW1 и SW2 разомкнуты, а SW3 и SW4 – замкнуты. В этом случае конденсаторы С1 и С2 соединены параллельно и подключены к выходу схемы. Таким образом, входное напряжение уменьшается в два раза.

Для уменьшения размера конденсаторов можно увеличить рабочую частоту; при этом, однако, возрастут коммутационные потери. Еще одним фактором, ограничивающим рабочую частоту, является постоянная времени заряда конденсаторов, которая ограничена выходным сопротивлением источника входного напряжения VIN, сопротивлением открытого канала ключей и эквивалентным последовательным сопротивлением (ESR) конденсаторов. В практической схеме, возможно, следует предусмотреть мягкий пуск, чтобы ограничить пусковой ток. В противном случае не исключено срабатывание защиты от максимального тока.

Примечательной особенностью этой схемы является ее обратимость. Если поменять местами входы и выходы и на выход VOUT подать входное напряжение, то на выводе VIN схемы появится удвоенное напряжение. В этом случае заряжаются параллельно соединенные конденсаторы С1 и С2, а выходное напряжение снимается с последовательно соединенных конденсаторов. Заметим, что максимальный выходной ток в этом случае меньше, чем в случае понижения напряжения.

Для схемы, представленной на рисунке 4, при низком сопротивлении открытых каналов ключей SW1, SW2, SW3 и SW4 величина КПД достигает 90%. Следует учесть, что при использовании N‑канальных MOSFET для управления ключей высокой стороны понадобится большее напряжение, чем VIN. В этом случае придется использовать удвоитель напряжения (см. рис. 1). Меняя схему коммутации ключей, можно получить источник отрицательного напряжения, а с помощью дополнительных конденсаторов и ключей можно изменять коэффициент передачи напряжения.

При необходимости только инвертировать напряжение применяется простейшая схема, показанная на рисунке 5. Импульс тактирования заряжает конденсатор С1 через диод D2. В паузе между импульсами, когда потенциал на входном выводе близок к потенциалу земли, конденсатор С1 разряжается по цепи «С1 – вывод «Вход» – С2 – D1». Таким образом, на верхней обкладке конденсатора, связанной с выходным электродом, появляется отрицательный заряд.

Схема инвертирования напряжения
Рис. 5. Схема инвертирования напряжения

Существует еще одна интересная топология для получения высоковольтного отрицательного напряжения. Ее упрощенная схема показана на рисунке 6. Заметим, что в этой схеме ключ Q1 контроллера (для простоты контроллер не показан на схеме) жестко «привязан» к земле, в то время как в других подобных схемах его потенциал «плавает» между входным и выходным выводами. Соответственно, и выходное напряжение в таких схемах ограничено максимальным напряжением питания контроллера за вычетом входного напряжения. В схеме на рисунке 6 это ограничение отсутствует – она работает в режиме прерывистой проводимости.

Упрощенная схема высоковольтного инвертирующего преобразователя
Рис. 6. Упрощенная схема высоковольтного инвертирующего преобразователя

Работу схемы можно разделить на три интервала (см. рис. 7). В первом интервале d1 (см. рис. 7а) силовой MOSFET включен, ток через дроссель нарастает, и в нем запасается энергия. Конденсатор С2 отдает запасенную энергию в нагрузку. Поскольку схема рассматривается в установившемся режиме, мы полагаем конденсатор С1 заряженным, т. е. ток через него не течет.

Этапы работы высоковольтного инвертирующего преобразователя
Рис. 7. Этапы работы схемы, показанной на рисунке 6

В следующем интервале времени d2 силовой MOSFET выключается, и ток дросселя начинает протекать через конденсатор С1 через диод D1. При выключении диода из-за восстановления его обратной проводимости ток в контуре меняет направление. И, наконец, в третьем интервале d3, когда конденсатор С1 заряжен током дросселя и его напряжение превышает выходное напряжение, энергия передается от конденсатора С1 к конденсатору С2. Ток протекает через диод D2, пока напряжения на конденсаторах С1 и С2 не сравняются. При этом ток дросселя продолжает протекать через внутренний диод силового ключа MOSFET. Подробная временная диаграмма рассмотренной выше схемы, показана на рисунке 8.

Временная диаграмма работы высоковольтного инвертирующего преобразователя
Рис. 8. Временная диаграмма схемы, показанной на рисунке 6

Для режима с прерывистыми токами расчетные соотношения для схемы, приведенной на рисунке 6, следуют из формулы (2), оценивающей необходимый запас энергии в дросселе в течение интервала времени d1.

 

 

 

где: IPK – пиковый ток индуктивности; L – индуктивность дросселя; f – частота коммутации; K – КПД преобразователя; VOUT – выходное напряжение; RLOAD – сопротивление нагрузки.

Опуская ряд промежуточных алгебраических преобразований, приведем расчетные соотношения для выбора компонентов схемы. Длительность интервала времени d1 определяется из (3):

 

 

 

где: Т = 1/f – период цикла коммутации.

Длительность интервала времени d2 рассчитывается следующим образом:

 

 

 

Последний интервал времени d3 определяется из простого соотношения (5):

d3 = Т – (d1 + d2). (5)

В этом кратком обзоре мы хотели напомнить разработчикам о незаслуженно, на наш взгляд, забытых решениях, которые могут облегчить жизнь при проектировании систем питания для случаев, когда не требуется высокая стабильность выходного напряжения и минимальные значения линейных и нагрузочных регулировочных характеристик.

1 комментарий
  1. Дмитрий
    Дмитрий
    14.09.2020 в 16:57

    Прекрасная статья, нужная и понятная. Большое спасибо.

    Ответить
Оставьте отзыв

Ваш емейл адрес не будет опубликован. Обязательные поля отмечены *