Как максимально расширить диапазон рабочих параметров силовых GaN-транзисторов


PDF версия

Силовые MOSFET-транзисторы стали появляться в 1976 г. в качестве альтернативы биполярным транзисторам. В настоящее время MOSFET повсеместно используются в импульсных преобразователях энергии. В статье подробно описывается новая и перспективная технология eGaN, обеспечивающая лучшие рабочие характеристики транзисторов, чем те, которые имеются у MOSFET.

В июне 2009 г. корпорация Efficient Power Conversion Corporation (EPC) представила первые усовершенствованные силовые транзисторы на базе технологии eGaN (enhancement-mode GaN), предназначенные для замены силовых MOSFET [1]. Производство этих недорогих транзисторов станет массовым с использованием стандартной технологии изготовления полупроводниковых устройств и оборудования. Упрощенная структура eGaN показана на рисунке 1.

Рис. 1. Устройства на базе технологии GaN-on-silicon имеют простую структуру, схожую с продольной ДМОП-структурой, и встраиваются в стандартные КМОП-приборы

Опыт 30-летнего совершенствования силовых MOSFET говорит о том, что одним из главных факторов, определяющих успех внедрения новой технологии, является простота ее применения. Этот принцип также справедлив в отношении проектирования транзисторов на базе технологии eGaN компании EPC.

Характеристики силовых GaN-транзисторов

Как и в случае с силовыми MOSFET, если на затвор силового GaN-транзистора приложить напряжение, положительно смещенное относительно истока, возникает полевой эффект, при котором двунаправленный канал между стоком и истоком обогащается электронами. При снятии этого напряжения электроны подзатворной области рассредоточиваются по каналу, и запирающий слой восстанавливается.

Для создания высоковольтного устройства расстояние между стоком и затвором увеличивают, чтобы увеличить сопротивление транзистора в открытом состоянии. Однако поскольку подвижность электронов в транзисторе GaN HEMT (high electron mobility transistor) очень высока, повышение его способности блокировать напряжение имеет намного меньшее влияние на сопротивление в открытом состоянии, чем в случае с силовым кремниевым MOSFET.

На рисунке 2 сравниваются предельные расчетные значения произведений сопротивления в открытом состоянии на площадь кристалла для GaN, карбида кремния (SiC) и кремния (Si) в зависимости от напряжения пробоя [2]. Следует заметить, что за 30 лет совершенствования MOSFET-транзисторов возможности кремниевой технологии достигли теоретических пределов: при небольших коэффициентах усиления весьма существенно растет стоимость устройства. Напротив, технология GaN достаточно молодая и многообещающая.

Рис. 2. Зависимость от напряжения предельных теоретических значений произведения RON на площадь кристалла

Пороговое и максимальное напряжения затвора

Пороговое напряжение eGaN, как правило, меньше, чем у кремниевых MOSFET, что накладывает меньшие ограничения на разрабатываемые приложения, поскольку пороговое значение в малой степени зависит от температуры кристалла при очень небольшой емкости затвор-сток CGD. На рисунке 3 представлены передаточные характеристики 100-В, 7-мОм транзистора EPC1001. Обратите внимание на то, что при большей температуре ток меньше. Это обстоятельство позволяет перераспределять ток в линейной области и в области проводимости диода, о чем мы поговорим позже. Учитывая, что при 1,6 В появляется значительный ток, необходимо предусмотреть низкоимпедансный тракт между затвором и истоком.

Рис. 3. Передаточная характеристика 100-В, 7-мОм транзистора EPC1001

У eGaN-устройств компании EPC максимальное (по абсолютной величине) напряжение затвора равно 6 В/–5 В. Эти значения больше, чем требуется для полного открытия канала. Меньшие предельные значения напряжения затвор-исток по сравнению с кремниевым MOSFET требуют более точного расчета напряжения для управления затвором, но суммарные потери уменьшаются.

Сопротивление

Зависимость сопротивления RDS(ON) от напряжения затвор-исток VGS схожа с характеристикой MOSFET. Первое поколение eGaN-транзисторов компании EPC работало при напряжении управления 5 В. На рисунке 4 представлено семейство кривых транзистора EPC1001. Видно, что RDS(ON) уменьшается по мере достижения максимального напряжения затвора. Поскольку потери на затворе незначительны, eGaN-транзисторы могут управляться 5-В напряжением. Температурный коэффициент RDS(ON) у eGaN, как и у кремниевого MOSFET-транзистора, положительный, но его величина значительно меньше. При 125°C RDS(ON) 100-В eGaN-транзистора в 1,45 раз больше, чем при 25°C, тогда как у MOSFET этот параметр возрастает при 125°C в 1,7 раза.

Рис. 4. Зависимость RDS(ON) транзистора EPC1001 от напряжения VGS при различных токах, В

Емкость

При обеспечении требуемых характеристик переключения наиболее важным параметром является емкость CGD. Она у eGaN-транзистора относительно мала за счет поперечной структуры. Этот транзистор способен переключаться за несколько наносекунд при напряжении в несколько сотен вольт. Благодаря такой частоте появляется возможность создавать миниатюрные силовые преобразователи и аудиоусилители класса D с высококачественным воспроизведением.

На рисунке 5 показаны кривые зависимости емкости транзистора EPC1001 от напряжения сток-исток VDS [3]. И в этом случае характеристики eGaN схожи с показателями кремниевого MOSFET, но при одинаковом сопротивлении канала в открытом состоянии емкость первого из них значительно меньше, а соответствующие кривые гораздо быстрее выходят на горизонтальные участки. Емкость CGS состоит из емкости перехода между затвором и каналом, а также емкости диэлектрика между затвором и электродами стока и истока. CGS велика по сравнению с CGD, но т.к. кривая CGD быстро выходит на горизонтальный участок с относительно большой амплитудой, изменение накопленного заряда QGD оказывает заметное влияние на устойчивость к dV/dt при увеличении напряжения сток-исток.

Рис. 5. Кривые зависимости емкости транзистора EPC1001 от напряжения VDS

У 40-В транзисторов (EPC1014 и EPC1015) — отличное соотношение Миллера (QGD/QGS < 0,6), тогда как у 150- и 200-В устройств (EPC1010, EPC1011, EPC1012 и EPC1013) оно больше 1,9, и потому для их управления требуются тщательно продуманные схемы управления затвором (об этом пойдет речь ниже). Вообще говоря, значение CGS у этих приборов по-прежнему небольшое по сравнению с кремниевыми MOSFET-транзисторами, следствием чего является очень небольшая задержка и отличная управляемость в приложениях с низким коэффициентом заполнения. Значение CDS также невелико, т.к. оно ограничено емкостью между диэлектриком и электродом стока.

Последовательное сопротивление затвора и ток утечки

Последовательное сопротивление затвора RG определяет то, насколько быстро емкость любого полевого транзистора может заряжаться или разряжаться. Поскольку у eGaN-транзисторов компании EPC высокая скорость переключения, сопротивления затвора составляют около двух десятков Ом. Это малое значение также повышает устойчивость к dV/dt.

В затворе eGaN-транзисторов не применяется изолятор. По этой причине ток утечки затвора выше, чем у кремниевых MOSFET. Разработчикам следует иметь в виду, что ток утечки составляет порядка 1 мА. Поскольку у eGaN-транзисторов напряжение управления затвором невелико, вызванные этой утечкой потери низки, и потому во многих приложениях эта проблема неактуальна.

Внутренний диод

Наконец, рассмотрим т.н. «внутренний диод» транзисторов eGaN. Из рисунка 1 видно, что у этих устройств поперечная структура, не имеющая паразитного биполярного перехода, свойственного кремниевым MOSFET. Обратное смещение реализуется с помощью другого, но, по сути, схожего механизма. При нулевом смещении между затвором и истоком в подзатворной области отсутствуют свободные электроны. При уменьшении напряжения стока на затворе возникает положительное смещение относительно области дрейфа, в результате чего в подзатворную область поступают электроны. При достижении порогового напряжения затвора под ним появляется достаточно большое количество свободных электронов для создания канала проводимости. Преимущество этого механизма в том, что в проводимости не участвуют неосновные носители, и потому потери на обратное восстановление отсутствуют.

Несмотря на то, что заряд обратного восстановления QRR равен нулю, необходимо заряжать и разряжать выходную емкость COSS в каждом цикле переключения. При одинаковом сопротивлении RDS(ON) у eGaN-транзисторов значительно меньшая емкость COSS, чем у кремниевых MOSFET. Поскольку для включения eGaN-транзистора в обратном направлении требуется приложить пороговое напряжение, прямое напряжение «диода» выше, чем у кремниевых транзисторов. Как и в случае с кремниевыми MOSFET, для снижения уровня помех необходимо минимизировать проводимость диода.

В таблице 1 сравниваются показатели кремниевого MOSFET- и eGaN-транзистора при напряжении VDS=100 В.

Таблица 1. Сравнение характеристик кремниевых и GaN-транзисторов

Типичный кремниевый 100-В транзистор

100-В eGaN

Макс. напряжение затвор-исток, В

±20

+6 и –5

Возможность лавинного пробоя

Имеется

Нет

Напряжение диода в обратном направлении, В

~ 1

~ 1,5–2,5

Заряд обратного восстановления встроенного диода

Высокий

Отсутствует

Ток утечки затвор-исток

Несколько нА

Несколько мА

Пороговое напряжение затвора, В

2–4

0,7–2,5

Внутреннее сопротивление затвора, Ом

>1

<0,6

Отношение Миллера QGD/QGS

0,5–0,7

1,1

Изменения RDS(ON) в диапазоне 2—125°С, %

>70

<50

Изменения VTH в диапазоне 25—125°С, %

–33

–3

Идеальная схема управления затвором eGaN

Чтобы понять разницу между управлением затвором транзистора eGaN и управлением с помощью стандартного драйвера MOSFET, следует рассмотреть характеристики идеальной схемы управления затвором eGaN. Такое идеальное решение (на основе микросхемы или дискретного устройства) лучше всего обсудить как две отдельные функции: 1) собственно драйвера затвора, который преобразует высокоимпедансный входной логический сигнал в низкоимпедансный сигнал прямого управления каждым затвором силового устройства и 2) схем смещения уровня, согласования задержки и других логических цепей, обеспечивающих корректное воспроизведение входного логического сигнала с требуемой синхронизацией затворов двух силовых устройств.

К числу важных характеристик драйвера затвора относятся следующие.

– Подтягивающий резистор малой величины — 0,5 Ом. При скорости нарастания выходного напряжения 20…30 В/нс или выше риск включения транзистора в результате эффекта Миллера и скачка напряжения становится серьезной проблемой для высоковольтных устройств. Величину подтягивающего резистора следует минимизировать для обеспечения максимальной устойчивости к броскам dV/dt.

– Правильно подобранное напряжение питания для управления затвором. Запас между рекомендуемым максимально допустимым напряжением затвора (5 В) и абсолютной величиной максимального номинального напряжения (6 В) составляет лишь 1 В. Это требование труднее всего выполнить при бутстрепном питании.

– Настраиваемый нагрузочный резистор для контроля электромагнитных помех и скачков напряжения. В полумостовых схемах с MOSFET-транзисторами с этой целью обычно используется резистор с антипараллельным диодом. В случае с eGaN необходимость минимизировать величину подтягивающего резистора означает, что его не рекомендуется соединять с антипараллельным диодом. Наиболее простое общее решение заключается в разделении схем нагрузочного и подтягивающего резисторов и применении в случае необходимости дискретного сопротивления.

– Низкий импеданс контура. При высокой частоте переключения влияние импеданса схемы управления затвором усиливается, что вызывает необходимость устанавливать эту схему как можно ближе к силовому устройству GaN.

К числу важных характеристик схем смещения уровня и согласования задержки относятся следующие.

– 5- и ±2-нс промежуток мертвого времени для минимизации потерь на проводимость. Как и в случае с кремниевым транзистором, эффективное мертвое время увеличивается с нагрузкой, по мере того как увеличивается время включения. В идеальном случае этот показатель компенсируется схемой управления затвором, однако в такой компенсации нет необходимости. Для высоковольтных устройств этот интервал меньше критичного, т.к. мощность и период переключения, как правило, увеличиваются.

– Согласование ±2-нс задержки на прохождение. Задержки на прохождение сигнала от входа к выходу у ключей верхнего и нижнего плеч следует согласовать с намного большей точностью, чем это выше определено требованием к величине мертвого времени. Это согласование задержки позволяет избежать сквозной проводимости или бросков напряжения. Фактическая величина задержки и ее зависимость от температуры менее важны.

– Устойчивость к dV/dt выше 50 В/нс. Как правило, значения dV/dt составляют 30 В/нс или выше. Следовательно, во избежание включения (или отключения) обоих силовых устройств из-за резкого изменения dV/dt требуется обеспечить их высокую устойчивость.

Для несинхронных цепей управления затвором схемы смещения уровня и согласования задержки не подходят.

Дискретные решения по управлению затвором

Хотя на момент написания этой статьи на коммерческом рынке отсутствуют микросхемы управления затвором транзисторов eGaN, предлагается множество схем с соответствующей функцией управления. Однако во многих случаях проще использовать дискретные решения.

На рисунке 6 представлено простое дискретное решение, состоящее из драйверов нижнего и верхнего плеч. Для него требуется внешнее напряжение питания 5,6 В (в зависимости от величины эффективного прямого падения напряжения на бутстрепном диоде), подаваемое на драйверы верхнего и нижнего плеч через идентичные согласующие диоды и обеспечивающее 5,0 В на затворе. У ключа М2 значение RDS(ON) выбирается равным 500 мОм или ниже, а R2 позволяет регулировать эффективное нагрузочное сопротивление (для контроля бросков напряжения и электромагнитных помех), не влияя на подтягивающий к земле импеданс. При компоновке схемы размеры контура между eGaN и дискретным драйвером (или микросхемой) управления затвором следует минимизировать.

Рис. 6. Схема дискретного драйвера затвора eGaN-транзистора

Дискретные MOSFET M1 и M3 необходимо масштабировать таким образом, чтобы ими можно было управлять с помощью источника (сигнала логического уровня) с высоким импедансом, не потеряв при этом возможности управления M2 и M4. Резистор R1 используется для ограничения сквозной проводимости между M1 и M3, а также ее исключения в M2 и M4. В приложениях, где используются только заземленные eGaN-устройства, диод удаляют из схемы, и на дискретный драйвер напрямую поступает напряжение 5,0 В.

Помимо того, что это дискретное решение совместимо со всеми 5-В логическими ИС управления, оно также используется с высоковольтными логическими ИС, у которых нет 5-В логических цепей: например, они имеют схемы смещения уровня выше 100 В. На рисунке 7 приведен пример, в котором между схемой смещения уровня ИС драйвера затвора и дискретным драйвером устанавливается 5,0-В регулятор. Благодаря регулятору, установленному перед дискретными MOSFET, ключи М1 и М3 (см. рис. 6) обеспечивают логическое преобразование с более высокого напряжения в 5 В. При этом стробирующий импульс расширяется только за счет увеличения скорости включения затвора, что используется в тех случаях, когда мертвое время слишком велико. В качестве варианта регулятор устанавливают между каскадом, предшествующим управляющему каскаду, и собственно управляющей схемой, что позволяет уменьшить ширину стробирующего импульса.

Рис. 7. Дискретное решение по управлению затвором в комбинации с высоковольтной логической ИС смещения уровня

Микросхемы управления затвором

На рынке предлагается также ряд коммерческих микросхем драйверов затворов для транзисторов eGaN. Если требуется обеспечить низкое значение подтягивающего импеданса, эти микросхемы используются в качестве единственных буферных ИС управления затвором с очень высоким управляющим током. Следует заметить, что для 40-В устройств EPC1014 и EPC1015 требование к величине подтягивающего резистора не столь строгое. В таблице  2 приведен неполный список драйверов затвора. Некоторые из них не удовлетворяют требованию, чтобы подтягивающий резистор имел величину 0,5 Ом, что необязательно, поскольку его величина зависит от фактического значения dV/dt и используемого eGaN-транзистора.

Таблица 2. Некоторые современные ИС управления затвором для транзисторов eGaN

Производитель

Номер детали

Стандартное значение подтягивающего сопротивления

Fairchild

FAN3121/22

>9A1

FAN3123/24

>4A1

Intersil

EL7158

0,5 Ом2

IXYS

IXDE509

0,7 Ом

Maxim

MAX5048

<0,5 Ом

MAX15024

0,5 Ом

National

LM5110/12

1,4 Ом3

Micrel

MIC4421/2

0,8 Ом

MIC4451/2

Microchip

TC4451/2A

TC4451/2

0,9 Ом

Texas Instruments

UCC27321/2

1,1 Ом

TPS28225/6

>1 Ом

1 значения не указаны;

2 используется в макетных платах EPC9001/2;

3 возможно питание с помощью LM5112

Схемы смещения уровня и логические цепи

Какое бы решение по управлению транзисторов eGaN ни использовалось — дискретное или интегральное, существуют требования по минимизации мертвого времени и управлению задержкой при прохождении сигнала. В целом, у микросхем сдвига уровня, работающих с MOSFET, мертвое время составляет, по меньшей мере, 20 нс. Поскольку эти микросхемы обеспечивают управление, на выходе (см. рис. 8) можно установить простую диодную логическую схему с резистивно-емкостной связью, чтобы замедлить выключение и уменьшить интервал мертвого времени. Если слишком уменьшить эту величину, возникнет сквозная проводимость, т.к. вариации интервала мертвого времени драйвера в зависимости от выбранного компонента или температуры могут оказаться значительными. Эти вариации также влияют на максимальные и минимальные значения ширины импульсов.

Рис. 8. Простая диодная логическая схема с резистивно-емкостной связью для регуляции ширины импульса драйвера затвора

Результаты эксперимента

В проведенном эксперименте стандартная дискретная цепь (см. рис. 6) использовалась для управления полумостовой схемой, состоящей из двух 200-В устройств EPC1010. Детальная схема этой цепи показана на рисунке 9, а наблюдавшиеся сигналы 400-кГц преобразователя, понижающего напряжение со 100 до 10 В, — на рисунке  10. На осциллограмме явно видны пики, связанные с восстановлением проводимости диодов. При этом время включения составляет менее 3 нс, а скорость нарастания выходного напряжения достигает 40 В/нс. Применение каскада драйвера MOSFET с RDS(ON) менее 0,2 Ом, вероятно, не выглядит оправданным по той причине, что половина всех потерь схемы управления обусловлена емкостями затворов.

Рис. 9. Схема дискретной цепи управления затвором

Рис. 10. 100-В, 7-А импульсный транзистор EPC1010 с дискретной цепью управления затвором. Канал1: напряжение ключа низкого уровня (2 В/дел.); канал2: ток дросселя (2 А/дел.); канал4: напряжение VDS нижнего ключа (20 В/дел.). Временной масштаб: 50 нс/дел.

Выводы

Рабочие характеристики транзисторов eGaN компании EPC имеют значительно больший диапазон, чем кремниевых MOSFET. Для того чтобы извлечь максимальные преимущества от применения новой прорывной технологии, разработчики должны понять, как правильно использовать описанный тип простых и экономичных цепей. Со временем поставщики полупроводников станут разрабатывать микросхемы драйверов, специально оптимизированные под технологию eGaN с помощью тех методов, которые были рассмотрены в разделе об идеальных микросхемах управления затвором. Когда такие кристаллы будут коммерчески доступными, переход от кремниевой технологии к eGaN намного упростится и будет экономически оправданным.

Литература

1. http://epc-co.com/epc/Products.aspx.

2. B. J. Baliga, Power Semiconductor Devices, 1996, PWS Publishing Company, p. 373.

3. http://epc-co.com/epc/documents/datasheets/EPC1001_datasheet_final.pdf.

Оставьте отзыв

Ваш емейл адрес не будет опубликован. Обязательные поля отмечены *