Альтернативный подход к проектированию мощных повышающих преобразователей


PDF версия

Мощные повышающие преобразователи часто требуют принятия специальных мер для минимизации потерь мощности и снижения температуры силовых ключей (FET), диодов и катушек индуктивности. Многие разработчики для снижения тепловых потерь предпочитают ставить FET параллельно, однако это может увеличить переходные потери. В этой статье обсуждаются способы снижения суммарных потерь FET, используемых в повышающих преобразователях: выбор FET с меньшим зарядом затвора, использование альтернативных контроллеров с более высоким током управления.

Обзор повышающих преобразователей

На рисунке 1а показана принципиальная схема повышающего преобразователя, на рисунке 1б — схема при работе преобразователя при открытом состоянии FET (период D), а на рисунке 1в — схема преобразователя при закрытом состоянии FET (период 1–D). На рисунке 2 проиллюстрирована работа схемы повышающего преобразователя в течение всего рабочего цикла переключения. По рисунку 2а можно отследить поведение тока в катушке индуктивности, на рисунке 2б показан ток через переключатель, а на рисунке 2в проиллюстрировано напряжение на FET.

 

а)
б)
в)

 

а)
б)
в)

 

С выхода повышающего преобразователя снимается напряжение, которое всегда больше исходного. Напряжение, накопленное в катушке индуктивности L за период D, складывается со входным напряжением в течение периода (1–D), выпрямляется на диоде и подается на выход. Чем длиннее период D, тем короче становится интервал (1–D), и, следовательно, увеличивается напряжение, передаваемое в это время на выход преобразователя.
Преимущества альтернативного подхода с использованием PWM-контроллера LM25037 наиболее ярко видны в приложениях, где выходное напряжение во много раз превышает входное. Отношение выходного напряжения ко входному определяется следующим выражением:

 

(1)

 

где D — величина характеризующая рабочий цикл работы преобразователя.
Из уравнения 1 видно, что использование одноканального драйвера затвора ограничивает максимальный коэффициент рабочего цикла, что может препятствовать получению высоких повышающих коэффициентов. Максимальный период открытого состояния ключа для некоторых контроллеров составляет всего 80%, что ограничивает повышающий коэффициент преобразователя числом 5.
Однако использование контроллера LM25037 решает проблемы, связанные с таким ограничением. Причина заключается в том, что контроллер драйвера затвора LM25037 позволяет осуществлять переключение между двумя выходами с очень небольшим мертвым временем, что в свою очередь позволяет реализовать коэффициент рабочего цикла выше 80% и получать на выходе напряжение, в 10 раз превышающее входное.

Потери в повышающих FET

Потери, связанные с повышающим FET можно разделить на три различные категории: тепловые потери, переходные потери и потери на переключение. В этой статье мы обсудим два первых типа потерь, поскольку они напрямую связаны с тепловыми характеристиками FET.
Тепловые потери повышающих FET непосредственно связаны с выходной мощностью повышающего преобразователя, входным напряжением, выходным напряжением (зависящим от D) и сопротивлением сток-исток в открытом состоянии транзистора RDSON.
Тепловые потери определяются как I2R, где I — среднеквадратичное значение тока переключения, а R — сопротивление сток-исток в открытом состоянии транзистора RDSON. Для повышающего преобразователя тепловые потери могут быть определены следующим образом:

 

SWCOND = I2SWRMS RDSON,             (2)

где

 

(3)

 

IPEAK = 1,25 IINAVE;                    (4)

 

ITROUGH = 0,75 IINAVE;                  (5)

 

(6)

 

 (7)

 

Примечание: уравнения 3 и 4 имеют дело с полным размахом колебаний тока через катушку индуктивности, который равен 50% от среднего входного тока.
Переходные потери происходят в течение периодов времени, когда FET открывается или закрывается. Во время стационарной работы перед открытием FET, выходное напряжение равно напряжению между стоком и истоком FET. Как только FET начинает открываться, от стока к стоку начинает течь ток, и напряжение становится меньше. Пока напряжение на FET не упадет до нуля, ток будет расти. Именно в это время и происходят потери. Во время закрытия транзистора происходит обратный процесс, также сопровождающийся потерями.
По мере роста частоты, из-за увеличения количества переключений в секунду, переходные потери также возрастают. Более того, по мере увеличения времени переходных процессов, возрастают и переходные потери, поскольку FET большее время находится в состоянии, характеризующимся большими потерями. Переходные потери могут быть описаны следующими аппроксимационными выражениями:

TransLOSSES = 2 Vout IINAVE FSW,      (8)

где

 

 (9)

 

(10)

 

где FSW — это частота переключения, а TTRANS — переходное время переключения.
На рисунке 3 показаны временные графики тока стока и напряжения на FET, и количество заряда, необходимое для полного открытия FET. Заряд определяется временем и пропорционален току драйвера затвора, подводимому к затвору FET. Чем больше этот ток, тем быстрее будет открываться FET. И наоборот при закрытии FET драйвер затвора должен обеспечивать быстрый отвод тока от затвора. Чем больше будет скорость отвода тока, тем быстрее закроется FET.

 

Рис. 3. Аппроксимация переходного времени переключения

Для упрощения будем считать, что время открытия транзистора равно времени его закрытия, т.е. драйвер затвора обеспечивает одинаковую скорость подачи и отвода тока. В справочных данных многих FET приводится график, связывающий величину заряда (ось Х) с напряжением VGS (ось У).
На рисунке 3 приведены также зависимости VDS и ID, имеющие отношение к обсуждаемой теме. Для аппроксимации значения заряда, необходимого для полного включения FET, разработчику приходится сначала проводить оценку величины дифференциального заряда, показанного на рисунке как заряд Миллера. Известно, что заряд Миллера составляет, как правило, 60% от типового значения заряда затвора.
Выходное сопротивление драйвера затвора MOSFET обычно приводится в его справочных данных. Для выходных каскадов, реализованных на основе BJT (биполярных) транзисторов, это сопротивление не указывается. Для BJT выходных каскадов драйверов приводится значение напряжения VSAT. По данному значению VSAT при помощи ниже приведенного выражения можно оценить величину сопротивления драйвера. VGDROP равно напряжению VSAT выходного каскада транзистора.

 

(11)

 

Теперь необходимо определить напряжение управления FET. Это проще всего сделать, вычитая напряжение на плато Миллера из суммарного выходного напряжения на драйвере затвора:

 

VGAVAIL = VGATE – VGS(MP).       (12)

 

По уравнению 11 можно определить сопротивление драйвера затвора и после чего рассчитать ток драйвера затвора:

 

(13)

              

где RG — сопротивление затвора FET.
После определения тока драйвера затвора можно оценить время переходов транзистора из одного состояния в другое:

 

(14)

 

Теперь можно приступать к оценке переходных потерь по уравнению 8. В качестве примера рассмотрим повышающие преобразователи с двумя ключами, которые сравним с преобразователями с одним драйвером затвора с параллельной конфигурацией ключей:

Vin = 12 B,
Vout = 24 B,
Iout = 6 A,
FSW = 300 кГц,
L = 3,6 мкГн.


Повышающий преобразователь с параллельными FET-транзисторами с одним драйвером затвора на базе контроллера LM5020

При реализации ранее рассмотренной конфигурации повышающего преобразователя разработчик мог выбрать PWM-контроллер LM5020 (PWM — широтно-импульсный модулятор) компании National Semicon­ductor. Контроллер LM5020 широко используется для построения разных типов повышающих преобразователей, и с ним часто сравниваются многие типовые разработки. Параллельное размещение двух FET приведет к увеличению потерь на переключение, поскольку при этом будет удвоен заряд затвора, что увеличит время переключения транзисторов вдвое. Высокие RMS-значения токов переключения и удвоение заряда затвора ведут к необходимости использования FET с малым сопротивлением сток-исток в открытом состоянии RDSON и низким зарядом затвора. Такие FET, как правило, дороже, чем транзисторы с аналогичным RDSON, но более высоким зарядом затвора. Для решения проблемы, связанной с переходными потерями, в данном примере были выбраны FET SiR472DP компании Vishay.

Рис. 4. Повышающий преобразователь с параллельными FET-транзисторами с одним драйвером затвора

 

На рисунке 4 показан традиционный метод переключения с двумя параллельными транзисторами и одним контроллером драйвера затвора. Из расчетов по уравнениям 7 и 6 находим среднее значение входного тока:

D = 0,5,

IINAVE = 12 F.

Считая, что размах амплитуд колебаний тока в катушке индуктивности равен 50% от среднего входного тока, находим пиковое и минимальное значения тока:

IPEAK = 15 A,

ITROUGH = 9 A.

Далее по уравнению 3 вычисляем RMS значение тока переключения:

ISWITCRMS = 8,75 А.

Теперь можно рассчитать тепловые потери. RDSON транзистора SiR472DP = 0,012 Ом при напряжении драйвера затвора 10 В. Поскольку транзисторы включены параллельно, эффективное значение RDSON равно половине от этого значения (0,006 Ом).

SWCOND = 0,441 Вт.

Для того чтобы провести оценку потерь по уравнению 8, необходимо определить переходное время переключения. Предполагаем, что напряжение VGS(th) транзистора SiR472DP = 1,85 В (типовое значение из справочных данных). Исходя из справочных данных на транзистор SiR472DP и используя график зависимости VGS от полного заряда затвора (нКл), аналогичный показанному на рисунке 3, находим, что заряд Миллера при VGS, равном 24 В, должен быть равен 4 нКл.
Поскольку FET стоят параллельно, происходит удвоение эффективного заряда Миллера (8 нКл). Поскольку LM5020 на выходе имеет BJT-каскад, в его справочных данных нет информации по выходному сопротивлению, но его можно оценить по входному сопротивлению транзистора. В справочных данных на контроллер LM5020 указано, что при заданном значении входного тока (0,05 А) падение напряжения на выходе драйвера составляет 0,25 В. Разделив это падение напряжения на ток, вытекающий из драйвера затвора, можно найти приблизительное значение сопротивления затвора. По уравнению 11 находим, что

Driver = 5 Ом.

Напряжение на выходе драйвера затвора контроллера LM5020 составляет 7,6 В, что обеспечивает VCC регулятор. По уравнению 12 находим:

VGAVAIL = 4,6 В.

В справочных данных на SiR472DP определено типовое значение сопротивления затвора — 1,8 Ом. При помощи уравнения 13 можно рассчитать ток драйвера затвора:

IGATE = 0,68 А.

Из уравнения 14 находим, что время перехода составляет:

TTRANS = 11,76 нс.

По уравнению 8 можно оценить переходные потери:

TransLOSSES = 2 Вт.

Складывая тепловые потери с переходными, получим суммарные потери FET. Суммарные потери FET в повышающем преобразователе с параллельными FET-транзисторами с одним драйвером затвора составляют:

FETLOSSTOTAL = 2,47 Вт.

На каждом из FET рассеивается половина этой мощности (1,24 Вт). В случаях, когда FET повышающих преобразователей с одним драйвером затвора рассеивают слишком большую мощность, используют альтернативные подходы. Например, применяют один контроллер драйвера затвора с более высоким значением тока драйвера (если такой есть в наличии) или используют дополнительную ИС с драйвером затвора (LM5112). Еще один альтернативный подход заключается в применении контроллера драйвера затвора с двумя выходами.

Повышающий преобразователь с контроллером драйвера затвора с двумя выходами LM25037

На рисунке 5 показана принципиальная схема повышающего преобразователя с двумя независимо переключаемыми FET и контроллером драйвера затвора с двумя выходами LM25037. Переключение двух независимых FET при помощи контроллера драйвера затвора с двумя выходами позволяет разработчику выбирать FET с малым RDSON и более высоким зарядом затвора. FET с более высоким зарядом затвора обычно имеют меньшую стоимость, чем аналогичные транзисторы с меньшим зарядом затвора.

 

Рис. 5. Повышающий преобразователь с контроллером драйвера затвора с двумя выходами LM25037 и независимым переключением двух FET

В рассматриваемом примере были выбраны два независимо переключаемых FET типа SiR468DP. Как уже упоминалось, управление двумя параллельными FET ведет к 50% снижению RDSON. Независимое переключение FET не влияет на снижение RDSON, но позволяет уменьшить переходные потери.
RDSON транзистора SiR468DP равно 0,0057 Ом. Из-за независимого переключения транзисторов коэффициент рабочего цикла (D) для каждого FET теперь снижен до 25%. Используя уравнение 2 и обратное эффективное значение D, получим:

ISWITCHRMS = 6,06 А;

SWCOND = 0,209 Вт.

В рассматриваемом случае рассеяние мощности на двух FET будет выше тепловых потерь одного транзистора. Суммарные тепловые потери будут в два раза больше этого значения, т.е. тепловые потери обоих FET составляют:

SWCONDTOTAL = 0,42 Вт.

Каждый драйвер затвора контроллера LM25037 имеет такие же характеристики по управлению током затвора, что и драйвер в контроллере LM5020. В справочных данных можно найти более подробную информацию по контроллерам. По уравнению 13 можно рассчитать ток драйвера затвора:

IGATE = 0,75 А.

Предполагается, что напряжение VGS(th) транзистора SiR468DP равно 2 В (типовое значение из справочных данных). Исходя из справочных данных на транзистор SiR468DP и используя график зависимости VGS от полного заряда затвора (нКл), аналогичный показанному на рисунке 3, находим, что заряд Миллера при VGS, равном 22,5 В, должен быть равен 6 нКл. Использование контроллера с двумя драйверами затвора для независимого переключения FET снижает переходные потери, благодаря уменьшению вдвое эффективного заряда Миллера, что приводит к снижению переходного времени переключения, которое можно рассчитать по уравнению 14:

TTRANS = 7,96 нс.

Из уравнения 8 находим:

TransLOSSES = 1,37 Вт.

С учетом тепловых потерь, суммарные потери на обоих транзисторах составляют:

FETLOSSTOTAL = 1,79 Вт.

Суммарные потери при независимом переключении двух транзисторов равны:

FETLOSSREC = 2,47 – 1,79 = 0,675 Вт.

 

Рис. 6. Пример повышающего преобразователя с входным напряжением 12 В и выходным напряжением 24 В при токе 6 А

При этом каждый из FET будет рассеивать на 0,34 Вт меньше. На рисунке 6 показан пример рассматриваемого повышающего преобразователя.

Оставьте отзыв

Ваш емейл адрес не будет опубликован. Обязательные поля отмечены *